信号与能量传输极板层叠方式下的EC-WPT系统及串扰抑制方法

信号与能量传输极板层叠方式下的ec-wpt系统及串扰抑制方法
技术领域
1.本发明涉及无线电能传输技术，具体涉及一种信号与能量传输极板层叠方式下的ec-wpt系统及串扰抑制方法。


背景技术：

2.无线电能传输(wireless power transfer，wpt)技术借助磁场、电场、微波、激光等作为能量载体来传输电能，该技术已成为国内外研究热点。其中以磁场耦合式电能传输(magnetic-field coupled wireless power transfer，mc-wpt)技术和电场耦合式电能传输(electric-field coupled wireless power transfer，ec-wpt)技术为国内外专家和学者的主要研究对象。
3.ec-wpt技术，以电场作为能量传输载体，电场耦合机构简易轻薄，成本低，形状易变；当耦合机构之间或周围存在金属导体时，使导体产生涡流损耗小；在工作状态中，耦合机构的绝大部分电通量分布于电极之间，对周围环境的电磁干扰很小。从ec-wpt技术的上述特点可以看出其具有广阔的发展前景，因此也越来越受到关注。
4.在实际工程应用中，ec-wpt系统为了达到更好的电能传输效果，提高系统的鲁棒性和系统能效性能，需要电能发射端与负载接收端进行实时通信，从而实现闭环控制的目的；除此之外，在一些应用场合，电能发射端需要将一些控制指令等信息传输至电能接收端，而电能接收端也需要将大量的数据传输至电能发射端，如水下机器人、无人机等无线供电系统；目前许多学者已经围绕ec-wpt系统电能与信号并行传输技术展开研究并提出了一些解决方案。
5.ec-wpt系统电能与信号并行传输技术目前研究的最多的实现方式主要有共享通道式及共享部分能量通道式。共享通道式为能量传输与信号传输共享同一传输通道。中国专利201410623486.4公开一种ecpt中的能量信号并行传输电路及其控制方法，采用共享通道式，所搭建的实验装置实现了73.98w能量无线传输，且信号速率达到5.6mbps。共享部分能量通道式为采用部分能量通道作为共享通道传输信号。中国专利201710590280.x公开了一种基于ecpt的电能与信号回路分离式并行传输系统及参数设计方法，采用共享部分能量通道式，给出了能量极板与信号极板平行摆放方式下系统的参数设计方法，所搭建的实验装置实现了传输12.54w能量及115.2kbps的信号单向传输速度。


技术实现要素：

6.针对现有技术中的不足，本发明提出了一种信号与能量传输极板层叠方式下的ec-wpt系统，通过将信号传输极板与能量传输极板层叠设置，使其在保证能量传输性能的前提下，实现在较大传输功率下信号双向高速传输；同时可以实现在极板面积受限的一些实际应用情况下，能有效增加电能传输极板面积，有利于提升电能传输性能
7.为了实现上述目的，本发明所采用的具体技术方案如下：
8.一种信号与能量传输极板层叠方式下的ec-wpt系统，其关键在于：包括第一对极板、第二对极板和第三对极板；所述第一极对和所述第二对极板构成能量传输通道，其原边配置有直流电源、高频逆变电路和原边补偿网络，其副边配置有副边补偿网络、整流滤波电路和负载；
9.所述第一对极板和所述第二对极板水平排列设置，所述第三对极板层叠设置在所述第二对极板之间，所述第三对极板与第二对极板构成信号传输通道，所述信号传输通道原边配置有原边信号发射电路、原边信号接收电路、原边切换电路、原边阻波网络和原边检测电阻，所述信号传输通道副边配置有副边信号发射电路、副边信号接收电路、副边切换电路、副边阻波网络和副边检测电阻；
10.当信号正向传输时，所述原边切换电路与所述原边信号发射电路接通，所述副边切换电路与所述副边信号接收电路接通，所述原边信号发射电路发出调制后的信号，依次经过所述原边阻波网络、所述信号传输通道和所述副边阻波网络传输到所述副边检测电阻上，所述副边信号接收电路通过检测所述副边检测电阻上的电信号实现信号解调；
11.当信号反向传输时，所述副边切换电路与所述副边信号发射电路接通，所述原边切换电路与所述原边信号接收电路接通，所述副边信号发射电路发出调制后的信号，依次经过所述副边阻波网络、所述信号传输通道和所述原边阻波网络传输到所述原边检测电阻上，所述原边信号接收电路通过检测所述原边检测电阻上的电信号实现信号解调。
12.可选地，所述原边补偿网络和所述副边补偿网络均采用lc补偿网络，且二者谐振频率相同。
13.可选地，所述高频逆变电路是由s1～s4四个mosfet管构成的全桥逆变电路，所述整流滤波电路是由vd1～vd4构成的全桥整流电路与滤波电容cf组成。
14.可选地，所述原边阻波网络由电感l1和电容c1并联而成，所述副边阻波网络由电感l2和电容c2并联而成。
15.可选地，所述原边阻波网络和所述副边阻波网络中的元件参数满足：
[0016][0017]
其中，ω
p
表示系统谐振角频率。
[0018]
可选地，所述第一对极板和所述第二对极板的形状和尺寸相同，所述第三对极板的形状与所述第二对极板相同，但尺寸需根据实际需求通过参数设计而得。
[0019]
基于前文所述系统，本发明还提供一种信号与能量传输极板层叠方式下的ec-wpt系统的串扰抑制方法，其关键在于，按照以下步骤设计信号支路的参数实现能量串扰抑制：
[0020]
s1：根据实际应用需求确定耦合机构形状，第一对极板和第二对极板为能量传输极板，第三对极板为信号传输极板，与第三对极板层叠设置的能量传输极板为共享极板，根据实际需求确定系统的信号载波频率f
b0
，信号正向传输带宽s
b1
、信号反向传输带宽s
b2
、原边信号发射电路信号传输电压u
s1
、副边信号发射电路信号传输电压u
s2
、正交频分复用(orthogonal frequency division multiplexing,ofdm)调制所需子载波数n、子载波调制进制数m、能量传输极板间距d5、信号传输极板间距d3；
[0021]
s2：使信号传输极板面积的初始值等于共享能量传输极板面积相等；
[0022]
s3：通过有限元仿真软件获取信号耦合电容c
s3
及信号传输极板与共享极板之间的交叉耦合电容；
[0023]
s4：绘制信号正向传输增益g
s1
、信号正向最大传输速率s
max1
分别与c1、r
b1
的关系曲面；
[0024]
s5：判定是否存在原边阻波网络电容c1和原边检测电阻r
b1
满足：
[0025][0026]
如果存在，则进入步骤s6；否则减小信号传输极板面积，返回步骤s3重新进行；
[0027]
s6：选取合适的原边阻波网络电容c1和原边检测电阻r
b1
；
[0028]
s7：根据确定原边阻波网络电感l1、副边阻波网络电感l2、副边阻波网络电容c2和副边检测电阻r
b2
，ω
p
表示系统谐振角频率。
[0029]
可选地，极板p5和极板p6层叠设置在极板p3和极板p4之间，在极板p3和极板p5间的距离与极板p4和极板p6间的距离相等时，交叉耦合电容满足：
[0030][0031]
其中c
35
为极板p3和极板p5之间的交叉耦合电容，c
46
为极板p4和极板p6之间的交叉耦合电容，c
36
为极板p3和极板p6之间的交叉耦合电容，c
45
为极板p4和极板p6之间的交叉耦合电容。
[0032]
本发明的显著效果是：通过层叠摆放能量传输极板和信号传输极板，配合相应的参数设计方法，可以有效实现能量串扰抑制，使其在较大传输功率环境中实现信号双向高速传输；同时在极板面积受限的一些实际应用情况下，能有效增加电能传输极板面积，有利于提升电能传输性能。
附图说明
[0033]
为了更清楚地说明本发明具体实施方式或现有技术中的技术方案，下面将对具体实施方式或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍。在所有附图中，类似的元件或部分一般由类似的附图标记标识。附图中，各元件或部分并不一定按照实际的比例绘制。
[0034]
图1为层叠方式下的耦合机构摆放示意图；
[0035]
图2为共享传输极板与信号传输极板的截面图；
[0036]
图3为层叠方式下的耦合机构等效模型；
[0037]
图4为层叠方式下的电能与信号并行传输系统电路拓扑；
[0038]
图5为层叠方式下的系统等效电路图；
[0039]
图6为只考虑电能传输时的等效电路；
[0040]
图7为交叉耦合电容c
x1
和c
x2
对电能串扰增益的影响曲面；其中图7(a)为g
ps1
相对于c
x1
和l的三维图，图7(b)为g
ps2
相对于c
x2
和l的三维图；
[0041]
图8为信号正向传输通路等效电路；
[0042]
图9为信号正向传输时的简化等效电路；
[0043]
图10为信号正向传输时的π型等效电路；
[0044]
图11为信号载波频率与增益关系图；
[0045]
图12为交叉耦合电容c
x1
和c
x2
对信号传输增益的影响曲面；
[0046]
图13为信号正向传输增益函数g
s1
和信号最大传输速率s
max1
曲面图；其中图13(a)为信号正向传输增益g
s1
曲面图，图13(b)为信号最大传输速率s
max1
曲面图；
[0047]
图14为层叠方式下的ec-wpt系统信号支路参数设计流程图；
[0048]
图15为仿真实验中有/无交叉耦合电容时能量传输的波形，其中图15(a)为有交叉耦合电容情况，图15(b)为无交叉耦合电容情况；
[0049]
图16为交叉耦合电容对电能串扰影响仿真图；其中图16(a)为影响曲面图；图16(b)为电能串扰电压波形图；
[0050]
图17为电能信号并行传输时的仿真波形，其中图17(a)为信号正向传输时的波形；图17(b)为信号反向传输时的波形；
[0051]
图18为实物实验中有/无交叉耦合电容时能量传输的波形，其中图18(a)为无交叉耦合电容时的波形，图18(b)为有交叉耦合电容时的波形；
[0052]
图19为无信号传输时电能串扰实验波形。
具体实施方式
[0053]
下面将结合附图对本发明技术方案的实施例进行详细的描述。以下实施例仅用于更加清楚地说明本发明的技术方案，因此只作为示例，而不能以此来限制本发明的保护范围。
[0054]
需要注意的是，除非另有说明，本技术使用的技术术语或者科学术语应当为本发明所属领域技术人员所理解的通常意义。
[0055]
本实施例提供了一种信号与能量传输极板层叠方式下的ec-wpt系统，采用如图1所示的耦合机构，p1、p3为能量发射极板，p2、p4为能量接收极板；p5、p6为信号传输极板；p3、p4也为传输信号的共享极板。信号传输极板可与能量传输极板p1、p2层叠摆放，也可以与能量传输极板p3、p4层叠摆放。考虑到接线导线的长度的要求与信号耦合电容的大小的要求，本实施例中的信号传输极板与共享传输极板层叠放置且信号传输极板位于共享传输极板内侧。
[0056]
图2为共享传输极板与信号传输极板的截面图，其中p3与p5是靠近放置，p4与p6靠近放置，信号传输极板p5、p6的厚度为d1，极板p
3-p5及p
4-p6的层叠放置距离为d2，极板p
3-p6及p
4-p5的极板间距为d4，信号传输极板间的距离为d3，能量传输极板的距离为d5。
[0057]
在空气中，当两对能量传输极板平行摆放且传输距离较小时，能量极板p
1-p3、p
1-p4、p
2-p3及p
2-p4间的交叉耦合电容可以忽略，而信号传输极板与共享极板间的交叉耦合电容不可忽略，此时可以采用如图3所示的信号与能量传输极板层叠方式下的耦合机构等效
模型。信号传输极板与共享传输极板间形成的等效电容大小主要与极板正对面积有关，在传输极板面积受限的应用场合，能量极板取最大面积，信号传输极板的最大面积只能为共享能量传输极板面积，因此极板p
4-p6、p
3-p5、p
3-p6及p
4-p5间的正对面积均为信号传输极板的面积，因此可以得到交叉耦合电容的值为：
[0058][0059]
式中，ε为介电常数，s为信号传输极板的面积。
[0060]
本实施例采用上述耦合机构搭建了一种，如图4所示，该系统主要包括能量传输部分与信号传输部分。信号传输支路可连接在极板p1、p2上，也可以连接在极板p3、p4上。但由于极板p3、p4的对地电压相比于极板p1、p2的对地电压小得多，从信号电路的安全角度出发，本实施例将信号支路连接至极板p3、p4上。
[0061]
结合图4可以看出，在本实施例中采用双边lc补偿的ec-wpt系统，这种补偿网络具有系统结构简单、参数敏感性弱、易于实现较大功率传输、恒压特性好的特点。由s1～s44个mosfet管构成的全桥逆变电路将直流电转变为交流电；由l
p1
与c
p1
构成的原边谐振网络可以提升发射极板的电压，减少系统的无功功率以及谐波；由l
p2
与c
p2
构成的副边谐振网络有利于实现阻抗匹配，提升系统输出能力。由v
d1
～v
d4
构成的全桥整流电路与滤波电容cf将交流电变为直流电并提供给用电设备，r
l
是用电设备的等效电阻。c
s1
为电能传输极板p1和p2构成的等效耦合电容，c
s2
为共享传输极板p3和p4构成的等效耦合电容。c
s3
为信号传输极板p5和p6构成的等效耦合电容。
[0062]
信号正向传输过程：信号发射电路tx1发射调制后的信号，信号通过l1与c1构成的原边阻波电路后加载于耦合机构c
s2
、c
s3
上，然后通过耦合机构c
s2
、c
s3
以及l2与c2构成的副边阻波网络后传输到检测电阻r
b1
上，信号接收电路rx1检测r
b1
上的电压并将信号解调出来。
[0063]
信号反向传输过程：信号发射电路tx2发射调制后的信号，信号通过l2与c2构成副边阻波网络后加载于耦合机构c
s2
、c
s3
上，然后通过耦合机构c
s2
、c
s3
以及l1与c1构成的原边阻波网络后传输到检测电阻r
b2
上，信号接收电路rx2检测r
b2
上的电压并将信号解调出来。
[0064]
数据从电能接收端传输至发射端时，切换电路中的d端连接f端，d1端连接f1端；数据从电能发射端传输至接收端时，切换电路中的d端连接e端，d1端连接e1端。l1与c1构成的阻波电路可以阻隔能量对信号的干扰，提高信号通道的信噪比。切换电路可以通过电子开关、轻触开关、数字开关等方式实现。l1与c1构成的原边阻波电路可以阻隔检测电阻r
b2
上的电能串扰，l2与c2构成的副边阻波电路可以阻隔检测电阻r
b1
上的电能串扰。
[0065]
图5为层叠方式下系统等效电路图，信号发射电路可等效为一个电压源，电压型高频逆变器的输出为方波电压，忽略其高次谐波，可以将其等效为一个正弦电压源输入u
p
，后级整流电路与负载r
l
可用交流负载r
le
代替。u
p
与r
le
表达式如式(2)所示：
[0066][0067]
式中，e
dc
为直流电源电压。
[0068]
为了达到更好的电能传输效果，使图5中的补偿网络满足谐振关系如式(3)所示：
[0069][0070]
式中，ω
p
表示补偿网络的谐振频率。
[0071]
根据叠加定理，在能量传输时，将信号源u
s1
、u
s2
视为短路，双边lc型的ec-wpt系统满足(3)的谐振条件时，系统的传输增益为：
[0072][0073]
从式(4)可知，输出电压u
rle
与输入电压u
p
反向，且其大小仅与输入电压u
p
、补偿网络参数有关，与信道的参数无关，因此输出电压不受信道阻抗加入的影响。
[0074]
接下来进行电能串扰分析，电能串扰是指仅考虑电能输入，并将信号源u
s1
、u
s2
视为短路的情况下，信号检测电阻上的电压响应。信号正向传输时，图5中的d1端与e1端相连，d端与e端相连，图5所示的阻抗为：
[0075][0076]
利用星角变换的原理，将图5阻抗z
s3
、电容c
45
的容抗及电容c
s3
的容抗变换为阻抗z1、z2及z3，如图6所示。
[0077]
图6所示的阻抗z1、z2及z3与阻抗z
s3
、电容c
45
的容抗及电容c
s3
的容抗的关系式为：
[0078][0079]
根据交流阻抗法，可以得到图6所示的各部分阻抗的表达式为：
[0080][0081]
信号正向传输时，可得各级电压比为：
[0082][0083]
式中，u
zs6
、u
zs2
分别表示阻抗z
s6
、z
s2
两端电压，u
zs6
、u
zs2
是相等的，式(8)中的各式相乘可得能量传输对信号正向传输的串扰电压增益g
ps1
为：
[0084][0085]
将式(5)(6)(7)代入式(9)，可得到g
ps3
的展开式为：
[0086][0087]
式中a1、b1、c1及d1的具体表达式为：
[0088][0089]
式中的α1、β1、σ1的表达式为：
[0090][0091]
分析式(10)及式(12)可知，为了使电能串扰增益为零，可使α1＝0或β1＝0。β1包含交叉耦合电容c
45
、c
35
及信号耦合电容c
s3
，由于在实际系统的交叉耦合电容值以及信号耦合电容值容易受极板的相对位置等因素的变化影响，从而导致β1＝0不成立，而α1只与阻波电容c1，阻波电感l1有关，因此为了保证系统的电能串扰增益不受系统交叉耦合电容及信号耦合电容波动的影响，使α1＝0。
[0092]
信号反向传输时，图5中的d端与f端相连，d1端与f1端相连。由于电能传输对信号反向传输与信号正向传输的串扰电压增益分析一致，不再赘述。同理可得能量传输对信号反向传输的串扰电压增益g
ps2
为：
[0093][0094]
式中的a2、b2、c2及d2的具体表达式为：
[0095][0096]
式中的α1、β1、σ1的表达式为：
[0097][0098]
与式(10)的分析同理，为了保证系统的电能串扰增益不受系统交叉耦合电容及信号耦合电容波动的影响，使α2＝0。综上分析，为了使层叠方式下ec-wpt系统的电能串扰增益为零，使阻波电路参数满足式(16)。
[0099][0100]
在阻波电路参数满足式(16)，系统的电能串扰增益为零，然而考虑到实际系统l1、c1的配置存在偏差时，需要分析交叉耦合电容对电能串扰的影响。为了便于分析，将阻波电路参数、交叉耦合电容、检测电阻设置为相等，即：
[0101][0102]
可以确定一组电能回路的电路参数如表1所示。
[0103]
表1电能回路的电路参数
[0104][0105]
当阻波电路参数、交叉耦合电容、检测电阻设置为相等时，正向电能串扰增益g
ps1
与反向电能串扰增益g
ps2
相等。将表1中的电能回路参数代入式(10)中，并使rb＝150ω、c1＝2nf、c
s3
＝0.1nf，可以得到交叉耦合电容c
x1
和c
x2
对电能串扰电压增益的影响曲线如图7所示，其中图7(a)中的c
x2
取0.1nf，图7(b)中的c
x1
取0.1nf。从图7中可以看出在阻波电感确定时，交叉耦合电容c
x1
及c
x2
对电能串扰增益几本没有影响，阻波电感变化对电能串扰增益产生一定的影响。当阻波电路参数配置不超过1％偏差时，电能串扰增益几乎不受交叉耦合电容的影响。
[0106]
接下来对信号传输增益进行分析：
[0107]
分析信号正向传输的电压增益时，将电压源u
p
视为短路。图5中的d1端与e1端相连，d端与e端相连，如图8所示。
[0108]
在高频的信号激励下、从ab、bc、de及ef端口看入的虚线框内的阻抗z
lc1
、z
lc2
、z
lc3
及z
lc4
的阻抗与电容c
p1
、c1、c
p2
及c2的阻抗成正相关，并可以把阻抗z
lc1
、z
lc2
、z
lc3
及z
lc4
简化为：
[0109][0110]
从式(18)可以看出，在高频信号载波的激励下，可认为从ab端口、bc端口、de端口
及ef端口看入虚线框内的阻抗约为电容的容抗，可以将图8进一步简化为图9，其中图9中的ce的表达式为：
[0111][0112]
经过分析，图9可以简化为如图10所示的等效电路，图10所示的耦合互电容cm和耦合自电容c
n1
及c
n2
被定义为：
[0113][0114]
按照图10所示的虚线划分，可以得到信号正向传输时各部分的阻抗表达式为：
[0115][0116]
根据式(21)的阻抗表达式，可以得到信号正向传输的增益表达式g
s1
为：
[0117][0118]
式中的a
s1
、b
s1
及c
s1
的表达式为：
[0119][0120]
信号反向传输与信号正向传输的电压增益分析一致，不再赘述。同理可得，信号反向传输电压增益g
s2
为：
[0121][0122]
式中的a
s2
、b
s2
及c
s2
的表达式为：
[0123][0124]
由于系统具有对称性，为了便于分析，使阻波电路参数、交叉耦合电容及检测电阻的值满足式(17)，此时信号正向传输增益g
s1
与信号反向传输增益g
s2
相等，此时得：
[0125][0126]
根据式(22)与式(24)由可知，当信号载波频率fs趋于无穷大时，信号传输增益趋近于as/bs；当载波频率fs趋于0时，信号传输增益趋于0，因此信号传输增益gs与信号载波频率fs的关系如图11所示。从图11可知交叉耦合电容对信号传输增益的极限值产生了影响。
[0127]
层叠方式下的ec-wpt系统的信号传输回路为高通电路，使阻波电路参数、交叉耦合电容及检测电阻的值满足式(17)，根据式(22)可以计算出信号传输回路的截至频率fz为：
[0128][0129]
式中cn与耦合自电容c
n1
及c
n2
相等，则信号可以达到的最大带宽b为：
[0130][0131]
将表1中的电能回路参数代入式(22)中，并使rb＝150ω、c1＝2nf、c
s3
＝0.1nf，可以得到交叉耦合电容c
x1
和c
x2
对信号传输电压增益的影响曲面如图12所示。从图12可知，信号传输电压增益随c
x1
增大而减小，而信号传输电压增益与交叉耦合电容c
x2
呈非线性关系，在交叉耦合电容c
x2
增大至某值之后，信号传输电压增益降为零，c
x2
继续增大，信号传输电压增益增大缓慢增加。因此，减小交叉耦合电容的值，有利于提升信号传输增益。
[0132]
针对信号最大传输速率的分析：根据香农第二定理，信号传输的最大传输速率与信道带宽、信噪比成正比，信号传输速率小于信号传输的最大传输速率时，更有利于信号传输。因此，基于信道带宽和信噪比设计信道参数，可以实现更加稳定的信号双向传输。为了
方便分析，令信道带宽与信号带宽相等。依据香农第二定理，单载波调制下的信号可达到的最大传输速率s
max
为：
[0133]smax
＝blog2(1+snr)(29)
[0134]
式中，snr为信噪比，snr是由信号传输电压和电能串扰电压相除而得到。信号正向传输的snr1与信号反向传输的snr2为：
[0135][0136]
根据前文分析可知，信号传输极板的尺寸一般不会大于能量传输极板，在能量传输距离确定的情况下，交叉耦合电容的大小与信号传输极板的面积成正比，与层叠放置的距离成反比，因此减小信号传输极板面积或增大层叠放置距离可以减小交叉耦合电容的大小。但过分减小信号传输极板的面积，会导致信号传输耦合电容c
s3
过小，这也不利于信号传输；而增大层叠放置距离，有利于提高c
s3
，但会使系统的传能距离变大。因此在系统允许的情况，可以使层叠放置距离增大，以减小交叉耦合电容。
[0137]
在确定系统的传能距离d5及层叠距离d3后，使信号传输极板面积的初始值与共享极板面积相等，利用comsol、maxwell等有限元仿真软件得到交叉耦合电容及信号传输耦合电容c
s3
的大小。
[0138]
为了使数字信号能被正确解调且保持较高的传输速率，信号调制采用ofdm调制，信号支路参数的设计原则为信号检测电阻上的电压必须大于参考电压u
ref
，否则解调电路无法识别出信号；信号的子载波间隔δf必须小于由单载波调制下的信号的最大传输速率s
max
。结合式(22)、式(24)、式(29)得到信号回路参数的约束条件为：
[0139][0140]
为了简化系统参数设计，使阻波电容、检测电阻满足式(17)，此时g
s1
与g
s2
相等，s
max1
与s
max2
相等。绘制信号正向传输增益g
s1
、信号最大传输速率s
max1
分别与c1、r
b1
的关系曲面。
[0141]
结合式(31)的约束条件，判断是否能在曲面图上找到符合约束条件的c1和r
b1
，若不存在，则减小信号传输极板面积继续寻找，直至可以在曲面上找到可以满足式(31)的c1和r
b1
，最后根据式(16)及式(17)得出阻波电感l1、l2，阻波电容c2及检测电阻r
b2
的值，从而得到图14所示的层叠方式下ec-wpt系统信号支路参数设计流程图。按照上述的参数设计流程所得出的信号传输极板面积为8cm*8cm，此时所绘制的g
s1
、s
max1
分别与c1、r
b1
的关系曲面
如如图13所示，图13中能量回路参数为表1所示的参数。
[0142]
为了进一步验证本发明的有益效果，下面按照图4所给出的层叠方式下的ec-wpt系统拓扑，在simulink平台建立系统仿真模型，根据前文描述，计算得出层叠方式下ec-wpt系统的信号支路参数，如表2所示，能量回路参数使用表1所示的参数。
[0143]
表2层叠方式下ec-wpt系统信号支路仿真参数
[0144][0145]
在层叠方式下的ec-wpt系统电能与信号并行传输过程中，除了要确保信号支路不会对电能传输产生太大的影响，还需要确保交叉耦合电容不会对电能传输产生太大的影响。图15为有/无交叉耦合电容时电能传输的波形，其中图15(a)为无交叉耦合电容时的能量传输波形，图15(b)为有交叉耦合电容时的能量传输波形，从上到下的波形分别为逆变输出电压、输出电压、输出电流。从仿真结果可以看出加入交叉耦合电容前后，输出电压与输出电流的几乎没有变化，输出电压均为104v，输出电流均为5.2a，输出功率几乎没有变化，均为540.8w。这说明交叉耦合电容对系统的电能传输基本没有影响。
[0146]
为了测试交叉耦合电容对层叠方式下ec-wpt系统的影响，可以从电能串扰增益来分析。将直流电源e
dc
设置为104v，信号源u
s1
及u
s2
设置为零，在交叉耦合电容变化下测量检测电阻r
b1
两端电压，可以计算得到电能串扰增益随交叉耦合电容的变化趋势曲面图，如图16(a)所示，其中，c
x1
与交叉耦合电容c
35
、c
46
相等，c
x2
与交叉耦合电容c
45
、c
36
相等。从图16(b)可知，在交叉耦合电容从10pf变到150pf的变化情况下，电能串扰增益有一定变化，但变化不大。图16(b)为交叉耦合电容值如表2所示时的电能串扰电压波形。从图16(b)可知，u
rb1
、u
rb2
的峰值均为1.12v，电能串扰增益g
ps3
、g
ps4
约为1.07％，通过本文提出的方法，电能串扰已经得到很好的抑制。这均说明交叉耦合电容对电能串扰增益的影响不大，与前文分析一致。
[0147]
图17为层叠方式下ec-wpt系统电能与信号并行传输时的信号与负载电压仿真波形，其中图17(a)为信号正向传输时的波形，图17(b)为信号反向传输时的信号波形,从上到下的波形分别为发送信号、检测电压、解调信号以及负载电压。从图17可知，信号传输时，负载电阻r
l
上的电压的平均值均为104v，可以计算得到输出功率为540.8w，与未注入信号之前的输出功率几乎一致。信号也能被正确解调，信号调制周期均为2μs，计算得到信号传输速率为30mbps。
[0148]
此外，本实施例还按照图4所给出的层叠方式下的ec-wpt系统拓扑，结合表1的能量回路的参数及表2的层叠方式下系统信号支路参数搭建实验装置，实验装置中的高频全桥逆变器使用4个型号为gs66508b的氮化镓mosfet，电感是0.04*1200的高频利兹线绕制而成的空心电感，电容是型号为c3216c0g2e682jt000n的高频耐高压电容，整流器由2个ghxs045a120s-d3型号的二极管模块构成，发射端与接收端调制的解调与解调电路选择两块型号为lw-mpa223电力通信模块，调制解调模块通过网线与pc连接，模块上的l线与n线连
接至切换电路再连接至检测电阻rb两端，调制解调模块与pc整体构成信号发送与接收部分。耦合机构中的电能传输极板均采用40cm*40cm的正方形铝板，信号传输极板采用8cm*8cm的正方形铜箔；传能距离约为3mm，信号传输距离约为1mm；实测的交叉耦合电容如表3所示。
[0149]
表3实测交叉耦合电容值
[0150][0151]
图18为有/无交叉耦合电容时电能传输实验波形，其中图18(a)为无交叉耦合电容时的电能传输波形，图18(b)为有交叉耦合且存在信号传输时的电能传输波形。从实验结果可知，不存在交叉耦合电容时，输入功率约为604w左右，负载电压为103v，通过分析计算得出输出功率约为530.4w左右，电能传输效率约为87.69％；存在交叉耦合电容时，输入功率约为593.6w左右，负载电压约为102v，通过分析计算得出输出功率约为520.2w，电能传输效率约为87.63％，这说明交叉耦合电容对电能传输的基本没有影响。
[0152]
图19为无信号传输时电能串扰电压实验波形，从图19可以看出，在逆变电压有效值为109v时，检测电阻r
b1
与r
b2
上的电压峰值分别为4.07v，4.88v，可得电能串扰增益g
ps3
为4.03％，g
ps4
为4.47％，能量基波基本被阻波电路隔离。开关噪音的存在使实验的电能串扰值比仿真结果大。从图19中可以看出，通过提出的方法，电能串扰得到很好的抑制，信号能在较大功率的电能传输下稳定传输。
[0153]
实验时，数据传输的速度可以通过查看电能发射端与负载接收端的电脑共享文件夹写入文件的速度得到，通过观察文件是否与源文件一致来验证数据传输的准确性。通过测试发现，在电能传输功率为520.2w左右时，信号正向传输速度可达到2.33mb/s左右，约为18.64mbps；信号反向传输速度可达到2.42mb/s左右，约为19.36mbps，传输文件与源文件一致。
[0154]
共享部分能量通道式ec-wpt系统在传输面积受限的应用场合，信号传输极板与能量传输极板平行摆放使能量传输极板面积减小，这对能量传输性能影响很大。针对上述问题，并为满足在较大传输功率下信号双向高速传输的需求，本发明提出了一种基于双侧lc阻波电路的信号传输极板与能量传输极板层叠方式下的ec-wpt系统，给出了系统的拓扑及串扰抑制方法。给出了信号传输极板与电能传输极板层叠放置时的耦合机构模型，并给出了层叠方式下ec-wpt系统拓扑；根据所给出的电能串扰增益、信号传输增益的数学表达式，分析了信号传输极板与电能传输极板之间的交叉耦合电容对电能串扰增益及信号传输增益影响；基于香农第二定理，给出了信号最大传输速率的表达式，分析了交叉耦合电容对信号最大传输速率的影响；以降低交叉耦合电容对信号传输增益及信号最大传输速率的影响为目标，给出了层叠方式下的ec-wpt系统的信号支路参数设计方法，层叠方式下ec-wpt系统的实验装置实现了在系统输出功率达到520.2w时，电能传输效率为87.63％，信号正向传输速度达到18.64mbps和信号反向传输速度达到19.36mbps。
[0155]
综上可以看出，本发明在信号极板与能量极板层叠摆放时仍能有效抑制电能串
扰，实现了在较大传输功率下信号双向高速传输；同时在极板面积受限的一些实际应用情况下，能有效增加电能传输极板面积，有利于提升电能传输性能
[0156]
最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明实施例技术方案的范围，其均应涵盖在本发明的权利要求和说明书的范围当中。

技术特征：
1.一种信号与能量传输极板层叠方式下的ec-wpt系统，其特征在于：包括第一对极板、第二对极板和第三对极板；所述第一极对和所述第二对极板构成能量传输通道，其原边配置有直流电源、高频逆变电路和原边补偿网络，其副边配置有副边补偿网络、整流滤波电路和负载；所述第一对极板和所述第二对极板水平排列设置，所述第三对极板层叠设置在所述第二对极板之间，所述第三对极板与第二对极板构成信号传输通道，所述信号传输通道原边配置有原边信号发射电路、原边信号接收电路、原边切换电路、原边阻波网络和原边检测电阻，所述信号传输通道副边配置有副边信号发射电路、副边信号接收电路、副边切换电路、副边阻波网络和副边检测电阻；当信号正向传输时，所述原边切换电路与所述原边信号发射电路接通，所述副边切换电路与所述副边信号接收电路接通，所述原边信号发射电路发出调制后的信号，依次经过所述原边阻波网络、所述信号传输通道和所述副边阻波网络传输到所述副边检测电阻上，所述副边信号接收电路通过检测所述副边检测电阻上的电信号实现信号解调；当信号反向传输时，所述副边切换电路与所述副边信号发射电路接通，所述原边切换电路与所述原边信号接收电路接通，所述副边信号发射电路发出调制后的信号，依次经过所述副边阻波网络、所述信号传输通道和所述原边阻波网络传输到所述原边检测电阻上，所述原边信号接收电路通过检测所述原边检测电阻上的电信号实现信号解调。2.根据权利要求1所述的信号与能量传输极板层叠方式下的ec-wpt系统，其特征在于：所述原边补偿网络和所述副边补偿网络均采用lc补偿网络，且二者谐振频率相同。3.根据权利要求1所述的信号与能量传输极板层叠方式下的ec-wpt系统，其特征在于：所述高频逆变电路是由s1～s4四个mosfet管构成的全桥逆变电路，所述整流滤波电路是由vd1～vd4构成的全桥整流电路与滤波电容c
f
组成。4.根据权利要求1或2所述的信号与能量传输极板层叠方式下的ec-wpt系统，其特征在于：所述原边阻波网络由电感l1和电容c1并联而成，所述副边阻波网络由电感l2和电容c2并联而成。5.根据权利要求4所述的信号与能量传输极板层叠方式下的ec-wpt系统，其特征在于：所述原边阻波网络和所述副边阻波网络中的元件参数满足：其中，ω
p
表示系统谐振角频率。6.根据权利要求1所述的信号与能量传输极板层叠方式下的ec-wpt系统，其特征在于：所述第一对极板和所述第二对极板的形状和尺寸相同，所述第三对极板的形状与所述第二对极板相同，但尺寸需根据实际需求通过参数设计而得。7.一种用于权利要求1-6任一所述信号与能量传输极板层叠方式下的ec-wpt系统的串扰抑制方法，其特征在于，按照以下步骤设计信号支路的参数实现能量串扰抑制：s1：根据实际应用需求确定耦合机构形状，第一对极板和第二对极板为能量传输极板，第三对极板为信号传输极板，与第三对极板层叠设置的能量传输极板为共享极板，根据实
际需求确定系统的信号载波频率f
b0
，信号正向传输带宽s
b1
、信号反向传输带宽s
b2
、原边信号发射电路信号传输电压u
s1
、副边信号发射电路信号传输电压u
s2
、正交频分复用(orthogonal frequency division multiplexing,ofdm)调制所需子载波数n、子载波调制进制数m、能量传输极板间距d5、信号传输极板间距d3；s2：使信号传输极板面积的初始值等于共享能量传输极板面积；s3：通过有限元仿真软件获取信号耦合电容c
s3
及信号传输极板与共享极板之间的交叉耦合电容；s4：绘制信号正向传输增益g
s1
、信号正向最大传输速率s
max1
分别与c1、r
b1
的关系曲面；s5：判定是否存在原边阻波网络电容c1和原边检测电阻r
b1
满足：式中，u
ref
为信号解调电路所需的最低电压。如果存在，则进入步骤s6；否则减小信号传输极板面积，返回步骤s3重新进行；s6：选取合适的原边阻波网络电容c1和原边检测电阻r
b1
；s7：根据和确定原边阻波网络电感l1、副边阻波网络电感l2、副边阻波网络电容c2和副边检测电阻r
b2
，ω
p
表示系统谐振角频率。8.根据权利要求7所述的串扰抑制方法，其特征在于：极板p5和极板p6层叠设置在极板p3和极板p4之间，且在极板p3和极板p5间的距离与极板p4和极板p6间的距离相等时，交叉耦合电容满足：其中c
35
为极板p3和极板p5之间的交叉耦合电容，c
46
为极板p4和极板p6之间的交叉耦合电容，c
36
为极板p3和极板p6之间的交叉耦合电容，c
45
为极板p4和极板p6之间的交叉耦合电容。

技术总结
本发明公开了一种信号与能量传输极板层叠方式下的EC-WPT系统及串扰抑制方法，系统包括第一对极板、第二对极板和第三对极板；第一对极板和第二对极板构成能量传输通道，其原边配置有直流电源、高频逆变电路和原边补偿网络，其副边配置有副边补偿网络、整流滤波电路和负载；第一对极板和第二对极板水平排列设置，第三对极板层叠设置在第二对极板之间，第三对极板与第二对极板构成信号传输通道。其效果为：通过层叠摆放能量传输极板和信号传输极板，配合参数设计方法，可实现能量串扰抑制，使其在较大传输功率环境中实现信号双向高速传输；同时可以实现在极板面积受限的一些实际应用情况下，能有效增加电能传输极板面积，有利于提升电能传输性能。于提升电能传输性能。于提升电能传输性能。


技术研发人员：苏玉刚 邓晨琳 李雨萌 胡宏晟 陈丰伟 苏婧媛 赵雷
受保护的技术使用者：重庆大学
技术研发日：2023.05.22
技术公布日：2023/8/16