一种适用于无线电能传输系统的改进型有源整流控制系统

1.本发明涉及无线电能传输技术领域，更具体地，涉及一种适用于无线电能传输系统的改进型有源整流控制系统。


背景技术：

2.近年来，各类电子电气设备得到了快速普及与发展，而用户对电能传输的安全性与可靠性提出了新的要求。传统插电式电能传输技术在充电时，存在火花及高压触电等安全隐患，使得系统安全性、可靠性以及使用寿命降低，并尚且难以达到一些特殊工业场合的安全要求。无线电能传输系统因其具有安全性、电气隔离、低维护和便携性以及具备在特殊环境与天气下工作的能力等诸多优势，而被众多学者探讨与研究。其中如何改进无线电能传输系统的整流控制成为一个研究热点。
3.无线充电系统的接收端电路结构大多数为接收端谐振网络接入不可控的无源整流电路，后级再加入一级dc-dc变换器提供给电池充电。该电路结构虽然简单直接，容易实现，降低了控制复杂度，然而接收端增加了一级变换器的损耗，不仅降低了系统效率，还增加了体积和成本。因此，为了提高系统效率和减少电路体积，可将接收端的无源整流电路替换为有源整流电路，直接实现ac-dc变换。
4.有源整流电路的类型根据可控有源器件的数量，可分为三种类型，分别为单控、半控和全控型结构，具有四个电路结构，如图1所示。其中单控结构损耗高于半控、全控结构，半控对称结构控制信号可共地，较于半控不对称结构简便，于是通常在大功率场合选用全控整流电路，在中小功率场合选用半控整流电路。
5.现有半控有源整流控制关键波形如图2所示，由上至下分别为接收端谐振电流is，可控开关管q3、q4的控制波形pwm3、pwm4，有源整流电路的输入电压波形u
rec
，整流侧电流波形i
rec
。
6.控制关键波形可以分为以下几个模态。各个模态工作图如图3所示。
7.模态1[0，t0]：接收端谐振电流is过零后且为正向流动时，导通开关管q3、截止开关管q4，is流经q3后再通过q4的体二极管形成回路，不经过作为负载的蓄电池。在此模态下，有源整流电路的输入电压波形u
rec
为零，整流侧电流波形irec为零，蓄电池的充电能量由输出电容co提供。
[0008]
模态2[t0，t1]：接收端谐振电流is仍为正向流动，截止开关管q3、q4，is流经二极管d1，向输出电容co和蓄电池提供能量，再流经q4的体二极管形成回路。该模态为整流模式。在此模态下，有源整流电路的输入电压波形urec为充电电压+u
bat
，整流侧电流波形i
rec
为接收端谐振电流is。
[0009]
模态3[t2，t3]：接收端谐振电流is过零后且为负向流动时，导通开关管q4、截止开关管q3，is流经q4后再通过q3的体二极管形成回路，不经过作为负载的蓄电池。在此模态下，有源整流电路的输入电压波形u
rec
为零，整流侧电流波形i
rec
为零，蓄电池的充电能量由输出电容co提供。
[0010]
模态4[t3，t4]：接收端谐振电流is仍为负向流动，截止开关管q3、q4，is流经二极管d2，向输出电容co和蓄电池提供能量，再流经q3的体二极管形成回路。该模模态为整流模式。在此模态下，有源整流电路的输入电压波形urec为-u
bat
，整流侧电流波形i
rec
为接收端谐振电流is。图4为现有技术的控制环路策略框图，不难看出现有技术控制策略环路较为复杂，需要比较复杂的模拟电路才能实现目标开关序列的输出。


技术实现要素：

[0011]
本发明提供一种一种适用于无线电能传输系统的改进型有源整流控制系统，该系统简化现有的控制策略，节约成本。
[0012]
为了达到上述技术效果，本发明的技术方案如下：
[0013]
一种适用于无线电能传输系统的改进型有源整流控制系统，包括顺次连接的发射端装置、lcc-s谐振网络和接收端装置；发射端装置包括顺次连接的第一dsp控制电路、pwm驱动电路、由功率开关管q1和q2组成的半桥逆变电路，直流输入电压u
in
从半桥逆变电路输入，滤波电容c
in
跨接在半桥逆变电路两端，pwm驱动电路对功率开关管q1和q2进行驱动；接收端装置包括二极管d1和d2，功率开关管q3和q4，输出电容co，负载r
l
，二极管d1与功率开关管q3串联后并联到二极管d2与功率开关管q4串联后的电路两端构成有源整流电路，输出电容co和负载r
l
跨接在二极管d2与功率开关管q4串联后的电路两端；接收端装置还包括谐振采样电路、同相控制电路、驱动电路、第二dsp控制电路和充电电压采样电路，谐振采样电路采集lcc-s谐振网络的信号传到同相控制电路，同相控制电路传递控制信号到驱动电路驱动功率开关管q3和q4，充电电压采样电路采集负载负载r
l
端的输出电压到第二dsp控制电路进而控制同相控制电路。
[0014]
进一步地，发射端装置通过滤波电容c
in
对直流输入电压进行滤波后，将输入电压通过功率开关管q1、q2逆变为交流方波，然后输送给发射端lcc-s谐振网络，其中第一dsp控制电路用于为功率开关管q1、q2提供pwm驱动电路，将直流输入电压逆变为特定频率的交流方波。
[0015]
进一步地，所述lcc-s谐振网络中的耦合线圈的设计过程是：
[0016]
采用平面螺旋式结构，且均使用空心线圈，同时考虑到绕制、成本、安装问题，发射线圈和接收线圈使用相同的设计参数，即发射线圈和接收线圈完全一致；
[0017]
空心耦合线圈的自感量l的计算式为：
[0018][0019]
式中，od为线圈外直径，id为线圈内直径，n为耦合线圈的绕线匝数，d
avg
为外半径与内半径之和，μ0为真空磁导率数值取4π
×
10-7h/m，n为线圈匝数；
[0020]
趋肤效应的存在会导致耦合线圈的单位截面有效利用面积减少，造成电阻增大，从而使内部损耗增加，趋肤效应可用趋肤深度δ来表示，耦合线圈的绕线导体直径w与趋肤深度δ的关系式如下：
[0021][0022]
式中，σ为导体电导率,
sw
为工作频率；
[0023]
根据设计所选绕线材质，将其导电率及系统设定的工作频率，代入上式后，可得趋肤深度δ，因此选用导线的直径w需小于2；
[0024]
当耦合线圈的设计完成后，继而可得出两线圈之间的耦合互感量m，假设在理想状态的环境中，即两线圈之间无漏磁或仅有少许漏磁，当两个线圈同轴垂直放置，而且两线圈的参数设计和结构尺寸几乎相同时，耦合线圈之间的互感m表达式近似为：
[0025][0026]
式中，为发射线圈与接收线圈的垂直距离即传输距离，于是得到耦合系数k的表达式：
[0027][0028]
进一步地，所述lcc-s谐振网络中的谐振网络的设计的设计过程是：
[0029]
耦合线圈设计完成后，随之设计对应的谐振网络，谐振网络则包括谐振电感l1、并联谐振电容c1、串联谐振电容c
p
和谐振电容cs；
[0030]
当系统稳态谐振时，接收端电感ls、电容cs满足：
[0031]
根据设计需求选择合适的谐振频率ω，在耦合线圈确定的情况下就可以确定下谐振电容cs的值，又输出功率满足其中r
eq
为接收端等效负载，在互感m输入电压u
p
及负载确定的情况下，电感l1的取值决定了系统输出功率，合理设计电感l1的参数对系统的功率传输有着重要意义，在确定谐振网络各参数取值时，可先通过设计的额定输出功率，以确定电感l1的参数取值；
[0032]
进一步地，所述接收端装置将接收端谐振网络接收到的高频交流正弦波经过接收端半控整流电路变换为高频馒头波，再经过输出电容co将高频馒头波变化为直流电输送给负载设备使用。
[0033]
进一步地，所述接收端装置中的功率开关管q3和q4包括一种工作模态：
[0034]
模态1：接收端谐振电流is过零后且为正向流动时，导通开关管q3和q4，is流经q3后再通过q4形成回路，不经过作为负载的蓄电池，在此模态下，有源整流电路的输入电压波形u
rec
为零，整流侧电流波形i
rec
为零，蓄电池的充电能量由输出电容co提供；
[0035]
模态2：接收端谐振电流is仍为正向流动，截止开关管q3，导通开关管q4，is流经二极管d1，向输出电容co和蓄电池提供能量，再流经q4形成回路，该模态为整流模式。在此模态下，有源整流电路的输入电压波形u
rec
为充电电压+u
bat
，整流侧电流波形i
rec
为接收端谐振电流is；
[0036]
模态3：接收端谐振电流is过零后且为负向流动时，导通开关管q3和q4，is流经q4后
再通过q3形成回路，不经过作为负载的蓄电池，在此模态下，有源整流电路的输入电压波形u
rec
为零，整流侧电流波形irec为零，蓄电池的充电能量由输出电容co提供；
[0037]
模态4：接收端谐振电流is仍为负向流动，导通开关管q3，截止开关管q4，is流经二极管d2，向输出电容co和蓄电池提供能量，再流经q3形成回路，该模模态为整流模式，在此模态下，有源整流电路的输入电压波形u
rec
为-u
bat
，整流侧电流波形i
rec
为接收端谐振电流is。
[0038]
进一步地，在输出电压大于参考电压时，模态1和模态3工作时间会减小，即减小q3在is正半周的导通角及q4在is负半周的导通角；在输出电压小于参考电压时，模态1和模态3工作时间会增加，即增加q3在is正半周的导通角及q4在is负半周的导通角。
[0039]
与现有技术相比，本发明技术方案的有益效果是：
[0040]
本发明优化了半控整流中开关管的开关序列，增加了一个周期内电流流经开关管的时间，减少了周期内开关管的开关次数，降低了系统在传输过程中的功率损耗以及开关损耗，使系统传输效率得到明显提高。
附图说明
[0041]
图1为现有技术中有源整流电路的结构类型图；
[0042]
图2为现有半控整流控制关键波形图；
[0043]
图3为现有技术中各模态工作图；
[0044]
图4为现有技术控制环路策略图；
[0045]
图5为实施例1中基于半控整流的无线电能传输系统结构图；
[0046]
图6为实施例1中优化后的半控整流关键波形图；
[0047]
图7为实施例1中优化后的各模态工作图；
[0048]
图8为实施例1中优化后的控制环路策略框图；
[0049]
图9为实施例2中系统的总体框图；
[0050]
图10为实施例2中耦合线圈示意图；
[0051]
图11为本发明与现有技术控制策略关键波形的对比图；
[0052]
图12为本发明与现有技术在控制策略对比图。
具体实施方式
[0053]
附图仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；
[0054]
为了更好说明本实施例，附图某些部件会有省略、放大或缩小，并不代表实际产品的尺寸；
[0055]
对于本领域技术人员来说，附图中某些公知结构及其说明可能省略是可以理解的。
[0056]
下面结合附图和实施例对本发明的技术方案做进一步的说明。
[0057]
实施例1
[0058]
如图5所示，一种适用于无线电能传输系统的改进型有源整流控制系统系统主要包括3部分，即高频逆变器、发射及接收补偿网络、有源整流器。高频逆变器由4个mosfet管q1～q4构成，发射端补偿网络包括l1、c1、c
p
、l
p
，接收端补偿网络包括ls、cs，两个二极管d1、d2和两个mosfet管q5、q6构成有源整流器。另外r
l
为系统负载，m为发射、接收线圈的互感。
[0059]
本实施例中是对mos管q5、q6开关序列进行的优化，下面会对其优化的部分以及实施方法详述。图6为本实施例中提出的优化后半控整流关键波形。其中pwm5与pwm6分别为q5管和q6管的开关序列。在优化后的开关序列中可以看出，q5仅在模态2的时候关断，q6仅在模态4的时候关断，其余模态q5和q6都处于导通状态，这样改进的原因在于，mos管的导通电阻是小于体二极管的，让电流更多时候通过mos管而不是体二极管可以有效的减小功率上的损耗，且与现有技术相比，mos管的开通与关断次数减少了，从而减小了系统的开关损耗。下面对各个模态的工作状态进行具体分析。
[0060]
模态1[0，t0]：接收端谐振电流is过零后且为正向流动时，导通开关管q5和q6，is流经q5后再通过q6形成回路，不经过作为负载的蓄电池。在此模态下，有源整流电路的输入电压波形u
rec
为零，整流侧电流波形i
rec
为零，蓄电池的充电能量由输出电容co提供。
[0061]
模态2[t0，t1]：接收端谐振电流is仍为正向流动，截止开关管q5，导通开关管q6，is流经二极管d1，向输出电容co和蓄电池提供能量，再流经q6形成回路。该模态为整流模式。在此模态下，有源整流电路的输入电压波形u
rec
为充电电压+u
bat
，整流侧电流波形i
rec
为接收端谐振电流is。
[0062]
模态3[t2，t3]：接收端谐振电流is过零后且为负向流动时，导通开关管q5和q6，is流经q6后再通过q5形成回路，不经过作为负载的蓄电池。在此模态下，有源整流电路的输入电压波形u
rec
为零，整流侧电流波形i
rec
为零，蓄电池的充电能量由输出电容co提供。
[0063]
模态4[t3，t4]：接收端谐振电流is仍为负向流动，导通开关管q5，截止开关管q6，is流经二极管d2，向输出电容co和蓄电池提供能量，再流经q5形成回路。该模模态为整流模式。在此模态下，有源整流电路的输入电压波形u
rec
为-u
bat
，整流侧电流波形i
rec
为接收端谐振电流is。
[0064]
图8为系统输出电压闭环控制策略框图。采样电流通过低通滤波处理后提取出频率与相位，检测输出电压pi控制器的输出作为参考比较电压，在输出电压大于参考电压时，模态1和模态3工作时间会减小，即减小q5在is正半周的导通角及q6在is负半周的导通角。在输出电压小于参考电压时，模态1和模态3工作时间会增加，即增加q5在is正半周的导通角及q6在is负半周的导通角。
[0065]
将图8与图4进行对比，改进后的控制策略更加的简单，大大节约了成本，也能够达到现有控制策略控制电压的目的和效果。
[0066]
实施例2
[0067]
如图9所示，一种适用于无线电能传输系统的改进型有源整流控制系统系统，包括：
[0068]
1)、发射端半桥逆变和滤波模块
[0069]
如图9中发射端装置部分所示，其电路主要包括直流输入电压uin，功率开关管q1、q2,滤波电容cin。该部分电路的作用通过滤波电容cin对直流输入电压进行滤波后，将输入电压通过功率开关管q1、q2逆变为交流方波，然后输送给发射端lcc谐振网络。其中dsp控制电路用于为功率开关管q1、q2提供pwm驱动电路，将直流输入电压逆变为特定频率的交流方波。
[0070]
2)、lcc-s谐振网络参数设计方法
[0071]
2.1)、耦合线圈的设计
[0072]
耦合线圈包括发射线圈和接收线圈，有平面螺旋式和立体螺旋式的两种结构。其中立体螺旋式结构有着空间高度的局限性，若电感量较大时，则需要占据数十厘米的高度，一般可应用于有平面尺寸限制但无高度限制的场合，然而大多数应用场合有着高度的制约。因此，本系统采用平面螺旋式结构，且均使用空心线圈。同时考虑到绕制、成本、安装、后期更换等问题，发射线圈和接收线圈使用相同的设计参数，即发射线圈和接收线圈完全一致。
[0073]
图10为耦合线圈示意图，其中od为线圈外直径，id为线圈内直径，w为绕线的直径，n为耦合线圈的绕线匝数。由此可得，空心耦合线圈的自感量l的计算式为：
[0074][0075]
式中，
[0076][0077][0078]davg
为外半径与内半径之和，μ0为真空磁导率，数值取4π
×
10-7h/m，n为线圈匝数。
[0079]
趋肤效应的存在会导致耦合线圈的单位截面有效利用面积减少，造成电阻增大，从而使内部损耗增加。趋肤效应可用趋肤深度δ来表示，耦合线圈的绕线导体直径w与趋肤深度δ的关系式如下：
[0080][0081]
σ为导体电导率，f
sw
为工作频率。根据设计所选绕线材质，将其导电率及系统设定的工作频率，代入上式后，可得趋肤深度δ，因此选用导线的直径w需小于2δ。为减少趋肤效应的影响，同时兼顾导线的载流能力，导线选用多根单股漆包线绞合而成的利兹线。
[0082]
当耦合线圈的设计完成后，继而可得出两线圈之间的耦合互感量m。假设在理想状态的环境中，即两线圈之间无漏磁或仅有少许漏磁，当两个线圈同轴垂直放置，而且两线圈的参数设计和结构尺寸几乎相同时，耦合线圈之间的互感m表达式可近似为：
[0083][0084]
式中，d为发射线圈与接收线圈的垂直距离(传输距离)，于是可以得到耦合系数k的表达式
[0085][0086]
2.2)、谐振网络的设计
[0087]
耦合线圈设计完成后，随之设计对应的谐振网络。谐振网络则包括谐振电感l1、并联谐振电容c1、串联谐振电容cp和谐振电容cs。
[0088]
当系统稳态谐振时，接收端电感ls、电容cs满足：
[0089]
根据设计需求选择合适的谐振频率ω，在耦合线圈确定的情况下就可以确定下谐振电容cs的值。又输出功率满足其中r
eq
为接收端等效负载，在互感m,输入电压up及负载确定的情况下，电感l1的取值决定了系统输出功率。合理设计电感l1的参数对系统的功率传输有着重要意义，在确定谐振网络各参数取值时，可先通过设计的额定输出功率，以确定电感l1的参数取值；
[0090]
当系统稳态谐振时，发射端谐振网络参数满足：
[0091][0092]
到此就得到了一套lcc-s的谐振网络参数。
[0093]
3)、接收端半控整流模块及滤波网络
[0094]
如图9系统中接收端装置所示，其电路主要包括整流二极管d1、d2，功率开关管q5、q6,滤波电容co，负载r
l
，输出电压u
bat
。该部分电路作用是将接收端谐振网络接收到的高频交流正弦波经过接收端半控整流电路变换为高频馒头波，再经过滤波电容co将高频馒头波变化为直流电输送给负载设备使用。
[0095]
本实施例中提出了一种新的半控整流驱动开关序列，以及提出了一种更加方便简单的闭环电压控制策略，在现有技术的技术上实现了对效率的提升以及对电路的优化。
[0096]
优化了半控整流中开关管的开关序列，增加了一个周期内电流流经开关管的时间，减少了周期内开关管的开关次数，降低了系统在传输过程中的功率损耗以及开关损耗。使系统传输效率得到明显提高。
[0097]
图11为本发明与现有技术控制策略在关键波形上的对比，左为现有控制策略下系统关键波形，又为本发明控制策略下系统关键波形。对比可以看出本发明在现有技术的基础上优化了功率管的开关序列。
[0098]
对比现有技术，本发明在控制策略上更加简单直接，同样可以实现恒压控制的效果。
[0099]
图12为本发明与现有技术在控制策略上的对比，左为现有技术电压控制策略，右为本发明提出的电压控制策略，对比可以看出，本发明控制策略相较现有技术更加简单，降低了系统成本。
[0100]
实施例3
[0101]
如图9所示，一种适用于无线电能传输系统的改进型有源整流控制系统，包括顺次连接的发射端装置、lcc-s谐振网络和接收端装置；发射端装置包括顺次连接的第一dsp控制电路、pwm驱动电路、由功率开关管q1和q2组成的半桥逆变电路，直流输入电压u
in
从半桥逆变电路输入，滤波电容c
in
跨接在半桥逆变电路两端，pwm驱动电路对功率开关管q1和q2进行驱动；接收端装置包括二极管d1和d2，功率开关管q3和q4，输出电容co，负载r
l
，二极管d1与
功率开关管q3串联后并联到二极管d2与功率开关管q4串联后的电路两端构成有源整流电路，输出电容co和负载r
l
跨接在二极管d2与功率开关管q4串联后的电路两端；接收端装置还包括谐振采样电路、同相控制电路、驱动电路、第二dsp控制电路和充电电压采样电路，谐振采样电路采集lcc-s谐振网络的信号传到同相控制电路，同相控制电路传递控制信号到驱动电路驱动功率开关管q3和q4，充电电压采样电路采集负载负载r
l
端的输出电压到第二dsp控制电路进而控制同相控制电路。
[0102]
发射端装置通过滤波电容c
in
对直流输入电压进行滤波后，将输入电压通过功率开关管q1、q2逆变为交流方波，然后输送给发射端lcc-s谐振网络，其中第一dsp控制电路用于为功率开关管q1、q2提供pwm驱动电路，将直流输入电压逆变为特定频率的交流方波。
[0103]
lcc-s谐振网络中的耦合线圈的设计过程是：
[0104]
采用平面螺旋式结构，且均使用空心线圈，同时考虑到绕制、成本、安装问题，发射线圈和接收线圈使用相同的设计参数，即发射线圈和接收线圈完全一致；
[0105]
空心耦合线圈的自感量l的计算式为：
[0106][0107]
式中，od为线圈外直径，id为线圈内直径，n为耦合线圈的绕线匝数，d
avg
为外半径与内半径之和，μ0为真空磁导率数值取4π
×
10-7h/m，n为线圈匝数；
[0108]
趋肤效应的存在会导致耦合线圈的单位截面有效利用面积减少，造成电阻增大，从而使内部损耗增加，趋肤效应可用趋肤深度δ来表示，耦合线圈的绕线导体直径w与趋肤深度δ的关系式如下：
[0109][0110]
式中，σ为导体电导率,
sw
为工作频率；
[0111]
根据设计所选绕线材质，将其导电率及系统设定的工作频率，代入上式后，可得趋肤深度δ，因此选用导线的直径w需小于2；
[0112]
当耦合线圈的设计完成后，继而可得出两线圈之间的耦合互感量m，假设在理想状态的环境中，即两线圈之间无漏磁或仅有少许漏磁，当两个线圈同轴垂直放置，而且两线圈的参数设计和结构尺寸几乎相同时，耦合线圈之间的互感m表达式近似为：
[0113][0114]
式中，为发射线圈与接收线圈的垂直距离即传输距离，于是得到耦合系数k的表达式：
[0115][0116]
lcc-s谐振网络中的谐振网络的设计的设计过程是：
[0117]
耦合线圈设计完成后，随之设计对应的谐振网络，谐振网络则包括谐振电感l1、并
联谐振电容c1、串联谐振电容c
p
和谐振电容cs；
[0118]
当系统稳态谐振时，接收端电感ls、电容cs满足：
[0119]
根据设计需求选择合适的谐振频率ω，在耦合线圈确定的情况下就可以确定下谐振电容cs的值，又输出功率满足其中r
eq
为接收端等效负载，在互感m输入电压u
p
及负载确定的情况下，电感l1的取值决定了系统输出功率，合理设计电感l1的参数对系统的功率传输有着重要意义，在确定谐振网络各参数取值时，可先通过设计的额定输出功率，以确定电感l1的参数取值；
[0120]
接收端装置将接收端谐振网络接收到的高频交流正弦波经过接收端半控整流电路变换为高频馒头波，再经过输出电容co将高频馒头波变化为直流电输送给负载设备使用。
[0121]
接收端装置中的功率开关管q3和q4包括四种工作模态：
[0122]
模态1：接收端谐振电流is过零后且为正向流动时，导通开关管q3和q4，is流经q3后再通过q4形成回路，不经过作为负载的蓄电池，在此模态下，有源整流电路的输入电压波形u
rec
为零，整流侧电流波形i
rec
为零，蓄电池的充电能量由输出电容co提供；
[0123]
模态2：接收端谐振电流is仍为正向流动，截止开关管q3，导通开关管q4，is流经二极管d1，向输出电容co和蓄电池提供能量，再流经q4形成回路，该模态为整流模式。在此模态下，有源整流电路的输入电压波形u
rec
为充电电压+u
bat
，整流侧电流波形i
rec
为接收端谐振电流is；
[0124]
模态3：接收端谐振电流is过零后且为负向流动时，导通开关管q3和q4，is流经q4后再通过q3形成回路，不经过作为负载的蓄电池，在此模态下，有源整流电路的输入电压波形u
rec
为零，整流侧电流波形irec为零，蓄电池的充电能量由输出电容co提供；
[0125]
模态4：接收端谐振电流is仍为负向流动，导通开关管q3，截止开关管q4，is流经二极管d2，向输出电容co和蓄电池提供能量，再流经q3形成回路，该模模态为整流模式，在此模态下，有源整流电路的输入电压波形u
rec
为-u
bat
，整流侧电流波形i
rec
为接收端谐振电流is。
[0126]
进一步地，在输出电压大于参考电压时，模态1和模态3工作时间会减小，即减小q3在is正半周的导通角及q4在is负半周的导通角；在输出电压小于参考电压时，模态1和模态3工作时间会增加，即增加q3在is正半周的导通角及q4在is负半周的导通角。
[0127]
相同或相似的标号对应相同或相似的部件；
[0128]
附图中描述位置关系的用于仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；
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显然，本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明权利要求的保护范围之内。

技术特征：
1.一种适用于无线电能传输系统的改进型有源整流控制系统，其特征在于，包括顺次连接的发射端装置、lcc-s谐振网络和接收端装置；发射端装置包括顺次连接的第一dsp控制电路、pwm驱动电路、由功率开关管q1和q2组成的半桥逆变电路，直流输入电压u
in
从半桥逆变电路输入，滤波电容c
in
跨接在半桥逆变电路两端，pwm驱动电路对功率开关管q1和q2进行驱动；接收端装置包括二极管d1和d2，功率开关管q3和q4，输出电容co，负载r
l
，二极管d1与功率开关管q3串联后并联到二极管d2与功率开关管q4串联后的电路两端构成有源整流电路，输出电容co和负载r
l
跨接在二极管d2与功率开关管q4串联后的电路两端；接收端装置还包括谐振采样电路、同相控制电路、驱动电路、第二dsp控制电路和充电电压采样电路，谐振采样电路采集lcc-s谐振网络的信号传到同相控制电路，同相控制电路传递控制信号到驱动电路驱动功率开关管q3和q4，充电电压采样电路采集负载负载r
l
端的输出电压到第二dsp控制电路进而控制同相控制电路。2.根据权利要求1所述的适用于无线电能传输系统的改进型有源整流控制系统，其特征在于，发射端装置通过滤波电容c
in
对直流输入电压进行滤波后，将输入电压通过功率开关管q1、q2逆变为交流方波，然后输送给发射端lcc-s谐振网络，其中第一dsp控制电路用于为功率开关管q1、q2提供pwm驱动电路，将直流输入电压逆变为特定频率的交流方波。3.根据权利要求2所述的适用于无线电能传输系统的改进型有源整流控制系统，其特征在于，所述lcc-s谐振网络中的耦合线圈的设计过程是：采用平面螺旋式结构，且均使用空心线圈，同时考虑到绕制、成本、安装问题，发射线圈和接收线圈使用相同的设计参数，即发射线圈和接收线圈完全一致；空心耦合线圈的自感量l的计算式为：式中，od为线圈外直径，id为线圈内直径，n为耦合线圈的绕线匝数，d
avg
为外半径与内半径之和，μ0为真空磁导率数值取4π
×
10-7h/m，n为线圈匝数；趋肤效应的存在会导致耦合线圈的单位截面有效利用面积减少，造成电阻增大，从而使内部损耗增加，趋肤效应可用趋肤深度δ来表示，耦合线圈的绕线导体直径w与趋肤深度δ的关系式如下：式中，σ为导体电导率,f
sw
为工作频率；根据设计所选绕线材质，将其导电率及系统设定的工作频率，代入上式后，可得趋肤深度δ，因此选用导线的直径w需小于2δ；当耦合线圈的设计完成后，继而可得出两线圈之间的耦合互感量m，假设在理想状态的环境中，即两线圈之间无漏磁或仅有少许漏磁，当两个线圈同轴垂直放置，而且两线圈的参数设计和结构尺寸几乎相同时，耦合线圈之间的互感m表达式近似为：
式中，d为发射线圈与接收线圈的垂直距离即传输距离，于是得到耦合系数k的表达式：4.根据权利要求3所述的适用于无线电能传输系统的改进型有源整流控制系统，其特征在于，所述lcc-s谐振网络中的谐振网络的设计的设计过程是：耦合线圈设计完成后，随之设计对应的谐振网络，谐振网络则包括谐振电感l1、并联谐振电容c1、串联谐振电容c
p
和谐振电容c
s
；当系统稳态谐振时，接收端电感l
s
、电容c
s
满足：根据设计需求选择合适的谐振频率ω，在耦合线圈确定的情况下就可以确定下谐振电容cs的值，又输出功率满足其中r
eq
为接收端等效负载，在互感m输入电压u
p
及负载确定的情况下，电感l1的取值决定了系统输出功率，合理设计电感l1的参数对系统的功率传输有着重要意义，在确定谐振网络各参数取值时，可先通过设计的额定输出功率，以确定电感l1的参数取值；5.根据权利要求4所述的适用于无线电能传输系统的改进型有源整流控制系统，其特征在于，所述接收端装置将接收端谐振网络接收到的高频交流正弦波经过接收端半控整流电路变换为高频馒头波，再经过输出电容co将高频馒头波变化为直流电输送给负载设备使用。6.根据权利要求5所述的适用于无线电能传输系统的改进型有源整流控制系统，其特征在于，所述接收端装置中的功率开关管q3和q4包括一种工作模态：模态1：接收端谐振电流i
s
过零后且为正向流动时，导通开关管q3和q4，i
s
流经q3后再通过q4形成回路，不经过作为负载的蓄电池，在此模态下，有源整流电路的输入电压波形u
rec
为零，整流侧电流波形i
rec
为零，蓄电池的充电能量由输出电容co提供；7.根据权利要求6所述的适用于无线电能传输系统的改进型有源整流控制系统，其特征在于，所述接收端装置中的功率开关管q3和q4还包括一种工作模态：模态2：接收端谐振电流i
s
仍为正向流动，截止开关管q3，导通开关管q4，i
s
流经二极管d1，向输出电容co和蓄电池提供能量，再流经q4形成回路，该模态为整流模式。在此模态下，有源整流电路的输入电压波形u
rec
为充电电压+u
bat
，整流侧电流波形i
rec
为接收端谐振电流i
s
；8.根据权利要求7所述的适用于无线电能传输系统的改进型有源整流控制系统，其特征在于，所述接收端装置中的功率开关管q3和q4还包括一种工作模态：模态3：接收端谐振电流i
s
过零后且为负向流动时，导通开关管q3和q4，i
s
流经q4后再通过q3形成回路，不经过作为负载的蓄电池，在此模态下，有源整流电路的输入电压波形u
rec
为零，整流侧电流波形irec为零，蓄电池的充电能量由输出电容co提供；9.根据权利要求8所述的适用于无线电能传输系统的改进型有源整流控制系统，其特征在于，所述接收端装置中的功率开关管q3和q4还包括一种工作模态：模态4：接收端谐振电流i
s
仍为负向流动，导通开关管q3，截止开关管q4，i
s
流经二极管d2，向输出电容co和蓄电池提供能量，再流经q3形成回路，该模模态为整流模式，在此模态
下，有源整流电路的输入电压波形u
rec
为-u
bat
，整流侧电流波形i
rec
为接收端谐振电流i
s
。10.根据权利要求9所述的适用于无线电能传输系统的改进型有源整流控制系统，其特征在于，在输出电压大于参考电压时，模态1和模态3工作时间会减小，即减小q3在i
s
正半周的导通角及q4在is负半周的导通角；在输出电压小于参考电压时，模态1和模态3工作时间会增加，即增加q3在i
s
正半周的导通角及q4在is负半周的导通角。

技术总结
本发明提供一种适用于无线电能传输系统的改进型有源整流控制系统，该系统化了半控整流中开关管的开关序列，增加了一个周期内电流流经开关管的时间，减少了周期内开关管的开关次数，降低了系统在传输过程中的功率损耗以及开关损耗，使系统传输效率得到明显提高。使系统传输效率得到明显提高。使系统传输效率得到明显提高。


技术研发人员：李志忠 黄钦鸿 龙淑群 尹名福 李杰帆
受保护的技术使用者：广东工业大学
技术研发日：2022.09.09
技术公布日：2023/8/24