基于三开关逆变器的两路输出独立可调无线供电装置

1.本发明涉及无线电能传输技术领域，具体为一种基于三开关逆变器的两路输出独立可调无线供电装置。


背景技术：

2.近年来无线电能传输技术由于其安全、便捷、灵活及在恶劣工况下有着比插拔式充电更可靠的特点，迅速成为当前研究的热点，并且已经广泛应用在工业生产和日常生活中。在无线电能传输系统中，通常需要给多个设备同时供电，以最大化传输能量的利用率。然而，多个发射线圈需要同等数量的高频逆变器产生电流激励注入线圈，导致开关数量较多，增加系统成本和体积。
3.现阶段无线电能传输系统常用的逆变器主要为全桥结构，半桥结构以及单管结构。全桥逆变器需要四个开关管，所需开关管数量最多，其功率传输能力也最大。半桥逆变器产生的方波激励的非零电压只存在半个周期，故其功率传输能力只有全桥逆变器的一半。上述两种拓扑结构开关管的电压应力均为输入电压。单管逆变器常见的有class-e逆变器，虽然只需要一个开关管即能实现直流电压-交流电压的转换，但开关管上的电压应力很高，可能达到输入电压的2～4倍，使得开关器件的选型难度增加，也同时增加了系统成本和体积。此外，上述逆变器结构只能实现单路输出，无法满足多路功率传输的需求。


技术实现要素：

4.针对上述问题，本发明的目的在于提供一种基于三开关逆变器的两路输出独立可调无线供电装置，能够在满足低电压应力的同时能够降低开关管数量，降低开关管的电压应力以及系统成本，实现系统的高效率和高功率密度传输。技术方案如下：一种基于三开关逆变器的两路输出独立可调无线供电装置，包括电能发射端和电能接收端；其中：所述电能发射端包括直流电源、三开关逆变器、原边串联补偿电容c
p1
和c
p2
、原边发射线圈l
p1
和l
p2
以及lc辅助软开关网络；三开关逆变器包括三个带反并联二极管的开关管s1~s3；开关管s1的漏极连接到直流电源的正极，开关管s1的源极连接到开关管s2的漏极，开关管s2的源极连接到开关管s3的漏极，开关管s3的源极连接到直流电源的负极。
5.本发明采用三个开关管串联堆叠而成，可以产生两个独立可调的方波电压激励，且每个开关管上的电压应力均为输入电源电压，降低了开关管的电压应力以及系统成本。
6.所述lc辅助软开关网络包括电感la和电容ca，二者串联后并联于开关管s2的两端。本发明借助辅助lc辅助软开关网络，可实现全负载范围内软开关，能够有效地降低开关损耗，提高系统传输效率。
7.原边串联补偿电容c
p1
和原边发射线圈l
p1
串联后的两个端口分别连接到开关管s1的源极和开关管s3的源极；原边串联补偿电容c
p2
和原边发射线圈l
p2
串联后的两个端口分别连接到开关管s2的源极和开关管s3的源极。
8.所述电能接收端包括副边串联补偿电容c
s1
和c
s2
、副边接收线圈l
s1
和l
s2
以及整流
器re1和整流器re2；副边串联补偿电容c
s1
和副边接收线圈l
s1
串联后的两个端口连接到整流器re1的输入端，整流器re1的输出端输出电能接收端的一个输出电压u
o1
；副边串联补偿电容c
s2
和副边接收线圈l
s2
串联后的两个端口连接到整流器re2的输入端，整流器re2的输出端输出电能接收端的另一个输出电压u
o2
。
9.仅原边发射线圈l
p1
和副边接收线圈l
s1
之间以及原边发射线圈l
p2
和副边接收线圈l
s2
之间存在耦合，且互感分别为m1和m2。具体的，原边发射线圈l
p1
和原边发射线圈l
p2
之间无交叉互耦合，原边发射线圈l
p1
和副边接收线圈l
s2
之间无交叉互耦合，原边发射线圈l
p2
和副边接收线圈l
s1
之间无交叉互耦合，副边接收线圈l
s1
和副边接收线圈l
s2
之间交叉互耦合。系统中仅考虑原边发射线圈l
p1
和副边接收线圈l
s1
之间的互感m1，以及原边发射线圈l
p2
和副边接收线圈l
s2
之间的互感m2。本发明两路方波激励电压独立可调，无交叉耦合效应，电压增益调节范围宽，可满足电池负载等宽电压变化场合。
10.进一步的，将原边串联补偿电容c
p1
和原边发射线圈l
p1
串联后的两个端口替换为分别连接到开关管s1的漏极和源极，同时原边串联补偿电容c
p2
和原边发射线圈l
p2
串联后的两个端口不变。
11.或者将原边串联补偿电容c
p1
和原边发射线圈l
p1
串联后的两个端口替换为分别连接到开关管s1的漏极和开关管s2的源极，同时将原边串联补偿电容c
p2
和原边发射线圈l
p2
串联后的两个端口替换为分别连接到开关管s1的源极和开关管s3的源极。
12.更进一步的，无线供电装置的参数设计满足：
13.其中：ω为系统的工作角频率，fs为三开关逆变器的开关频率；l
p1
和l
p2
分别为两原边发射线圈的电感值；c
p1
和c
p2
分别为两原边串联补偿电容的电容值；l
s1
和l
s2
分别为两副边接收线圈的电感值；c
s1
和c
s2
分别为两副边串联补偿电容的电容值。
14.更进一步的，将开关管s1~s3的栅极信号分别记作g1~g3，其相应占空比信号分别为d1~d3；则栅极信号g2的下降沿与栅极信号g1的上升沿存在死区时间dt1，栅极信号g3的下降沿与栅极信号g2的上升沿存在死区时间dt2，栅极信号g1的下降沿与栅极信号g3的上升沿存在死区时间dt3；栅极信号g2是由g1和g3两个控制信号通过与非逻辑门产生，占空比信号d1和占空比信号d3的变化范围均属于[0.5，1]。
[0015]
更进一步的，输出电压u
o1
通过改变开关管s1的占空比信号进行调节，输出电压u
o2
通过改变开关管s3的占空比信号进行调节；输出电压u
o1
和输出电压u
o2
通过差分采样电路和模数转换电路转换为数字信号，并通过无线通信模块发送到发射端，相应反馈量经过比例-积分补偿器产生开关管s1和开关管s3的占空比信号d1和占空比信号d3。
[0016]
本发明两路控制占空比信号的大小通过闭环反馈进行调节，中间开关管控制信号可利用与非逻辑门产生，实施简单。
[0017]
更进一步的，所述开关管s2的全负载范围软开关通过lc辅助软开关网络实现；电感la的值决定开关管s2的软开关范围，电容ca用于隔直通交，防止直流偏置导致电感la磁饱
和；电感la取值越小，其软开关范围越广，但是流经电感电流的峰-峰值变大，导通损耗增加；反之，电感la取值越大，流经电感电流的峰-峰值也随之变小，导通损耗也相应降低，但开关管s2的软开关范围也随之变窄。
[0018]
更进一步的，所述原边发射线圈l
p1
和l
p2
采用极化结构的线圈，同时副边接收线圈l
s1
和l
s2
采用非极化结构的线圈；或者原边发射线圈l
p1
和l
p2
采用非极化结构的线圈，同时副边接收线圈l
s1
和l
s2
采用极化结构的线圈。若两组线圈均采用极化线圈或者非极化线圈，可通过增加两组线圈之间的水平间距来消除交叉耦合互感。
[0019]
更进一步的，所述非极化结构的线圈包括方型线圈和圆形线圈；所述极化结构的线圈包括dd线圈结构，即两个非极化线圈反相串联构成。
[0020]
与现有技术相比，本发明的有益效果是：1、成本优势：相对于传统全桥逆变器和半桥逆变器结构，本技术采用三个开关管串联堆叠而成，可以产生两个独立可调的方波电压激励，且每个开关管上的电压应力均为输入电源电压，降低了开关管的电压应力以及系统成本。
[0021]
2、性能优势：本发明两路控制占空比信号的大小通过闭环反馈进行调节，中间开关管控制信号可利用与非逻辑门产生，实施方法简单；借助辅助lc辅助软开关网络，所有均可实现全负载范围内软开关，有效地降低开关损耗，提高系统传输效率；两路方波激励电压独立可调，无交叉耦合效应，电压增益调节范围宽，可满足电池负载等宽电压变化场合。
[0022]
3、模块化、易集成：本发明给出的方案利于模块化实现，可将所提三开关逆变器封装成单个子功率模块；为实现任意偶数（2n）路功率传输，只需要n个子功率模块与输入电压源并联。
附图说明
[0023]
图1为本发明基于三开关逆变器的两路输出独立可调无线供电装置的原理图。
[0024]
图2（a）为本发明实例1三开关逆变器的不同拓扑结构等效变形示意图。
[0025]
图2（b）为本发明实例2三开关逆变器的不同拓扑结构等效变形示意图。
[0026]
图2（c）为本发明实例3三开关逆变器的不同拓扑结构等效变形示意图。
[0027]
图3为本发明基于三开关逆变器的两路输出独立可调无线供电装置交流等效电路示意图。
[0028]
图4（a）为本发明基于三开关逆变器的两路输出独立可调无线供电装置模态分析示意图：模态1。
[0029]
图4（b）为本发明基于三开关逆变器的两路输出独立可调无线供电装置模态分析示意图：模态2。
[0030]
图4（c）为本发明基于三开关逆变器的两路输出独立可调无线供电装置模态分析示意图：模态3。
[0031]
图5为本发明基于三开关逆变器的两路输出独立可调无线供电系统的关键波形示意图。
[0032]
图6为本发明基于三开关逆变器的两路输出独立可调无线供电系统的控制框图。
[0033]
图7为本发明基于三开关逆变器的两路输出独立可调无线供电装置模块化集成示意图。
具体实施方式
[0034]
下面结合附图和具体实施例对本发明做进一步详细说明。
[0035]
图1示出了本发明基于三开关逆变器的两路输出独立可调无线供电装置的原理图，包括电能发射端和电能接收端；其中，所述电能发射端包括直流电源、三开关逆变器、原边串联补偿电容c
p1
和c
p2
、原边发射线圈l
p1
和l
p2
以及lc辅助软开关网络。三开关逆变器由三个带反并联二极管的开关管s1~s3构成；开关管s1的漏极与直流电源的正极相连，开关管s1的源极与开关管s2的漏极相连，开关管s2的源极与开关管s3的漏极相连，开关管s3的源极与直流电源的负极相连；lc辅助软开关网络并联到开关管s2两端；原边串联补偿电容c
p1
和原边发射线圈l
p1
串联后的两个端口再分别与开关管s1的源极和开关管s3的源极相连，该两端口电压为u
ab1
；原边串联补偿电容c
p2
和原边发射线圈l
p2
串联后的两个端口再分别与s2的源极和s3的源极相连，该两端口电压为u
ab2
。
[0036]
电能接收端包括副边串联补偿电容c
s1
和c
s2
、副边接收线圈l
s1
和l
s2
以及（二极管全桥）整流器re1和（二极管全桥）整流器re2。副边串联补偿电容c
s1
和副边接收线圈l
s1
串联后的两个端口再分别与（二极管全桥）整流器re1的两个桥臂中点相连，（二极管全桥）整流器re1的输出端输出电能接收端的一个输出电压u
o1
；副边串联补偿电容c
s2
和副边接收线圈l
s2
串联后的两个端口再分别与（二极管全桥）整流器re2两个桥臂中点相连，（二极管全桥）整流器re2的输出端输出电能接收端的另一个输出电压u
o2
。本实施例中整流器re1和re2采用二极管全桥整流器。
[0037]
原边发射线圈l
p1
和原边发射线圈l
p2
之间无交叉互耦合，原边发射线圈l
p1
和副边接收线圈l
s2
之间无交叉互耦合，原边发射线圈l
p2
和副边接收线圈l
s1
之间无交叉互耦合，副边接收线圈l
s1
和副边接收线圈l
s2
之间交叉互耦合。系统中仅考虑原边发射线圈l
p1
和副边接收线圈l
s1
之间的互感m1，以及原边发射线圈l
p2
和接副边收线圈l
s2
之间的互感m2。
[0038]
除上述发射线圈与三开关逆变器之间的连接方式外，还存在其它三种拓扑结构，如图2（a）～图2（c）所示。三种拓扑结构在输出特性上是等效的，均能产生两路独立可调的方波激励电压。如图2（a）中，所述原边串联补偿电容c
p1
和原边发射线圈l
p1
串联后的两个端口替换为分别连接到开关管s1的漏极和源极，同时原边串联补偿电容c
p2
和原边发射线圈l
p2
串联后的两个端口不变。如图2（b）中，所述原边串联补偿电容c
p1
和原边发射线圈l
p1
串联后的两个端口不变，分别连接到开关管s1的漏极和开关管s3的源极，同时原边串联补偿电容c
p2
和原边发射线圈l
p2
串联后的两个端口不变
。
或者如图2（c）中，将原边串联补偿电容c
p1
和原边发射线圈l
p1
串联后的两个端口替换为分别连接到开关管s1的漏极和开关管s2的源极，同时将原边串联补偿电容c
p2
和原边发射线圈l
p2
串联后的两个端口替换为分别连接到开关管s1的源极和开关管s3的源极。
[0039]
根据图1可以得到无线供电装置交流等效电路（如图3所示），其电路模型描述为：
（1）其中：u
ab1
和u
ab2
分别为电压u
ab1
和u
ab2
的有效值，i
p1
和i
p2
分别为流过原边发射线圈l
p1
和l
p2
的线圈电流i
p1
和i
p2
的有效值；i
s1
和i
s2
分别为流过副边接收线圈l
s1
和l
s2
的线圈电流i
s1
和i
s2
的有效值；r
ac1
和r
ac2
是两路输出的交流等效电阻。ω为系统的工作角频率。
[0040]
为使得系统工作在完全谐振状态，无线供电装置的参数设计需满足：（2）其中，fs为三开关逆变器的开关频率；l
p1
和l
p2
分别为两原边发射线圈的电感值；c
p1
和c
p2
分别为两原边串联补偿电容的电容值；l
s1
和l
s2
分别为两副边接收线圈的电感值；c
s1
和c
s2
分别为两副边串联补偿电容的电容值。
[0041]
根据公式（1）和公式（2）可得系统输出电压为：（3）为改变各通道的输出电压，可调节相应的等效输入激励电压有效值u
ab1
和u
ab2
，其关键控制波形如图5所示。三开关逆变器的工作模态分析如下，各模态等效电路如图4（a）～图4（c）所示，u
ds2
为开关管s2的漏源电压，ia为辅助软开关网络的电感电流。
[0042]
将开关管s1~s3的栅极信号分别记作g1~g3，其相应占空比信号分别为d1~d3（如图5所示），栅极信号g2的下降沿与栅极信号g1的上升沿存在死区时间dt1，栅极信号g3的下降沿与栅极信号g2的上升沿存在死区时间dt2，栅极信号g1的下降沿与栅极信号g3的上升沿存在死区时间dt3。栅极信号g2是由栅极信号g1和栅极信号g3两个控制信号通过与非逻辑门产生，占空比信号d1和d3的变化范围均属于[0.5，1]。
[0043]
无线供电装置模态1 [t1《t《t2]：等效电路如图4（a）所示。在死区时间dt1内，开关管s1和开关管s2处于关断状态，开关管s3处于导通状态。线圈电流i
p1
为负，为流经开关管s1的体二极管。此时，开关管s1的漏源电压为零，实现了零电压开通。lc辅助软开关网络两端电压为输入电压，电感电流ia线性增加。
[0044]
无线供电装置模态2 [t2《t《t3]：等效电路如图4（b）所示。在死区时间dt2内，开关管s2和开关管s3处于关断状态，开关管s1处于导通状态。线圈电流i
p2
为正，为开关管s3的输出电容放电。与此同时，电感电流ia为正，为开关管s3的输出电容放电。只要在dt2时间内线圈电流i
p2
与电感电流ia电流和为正，即可实现s2软开关工作。
[0045]
无线供电装置模态3 [t3《t《t4]：等效电路如图4（c）所示。在死区时间dt3内，开关管s1和开关管s3处于关断状态，开关管s2处于导通状态，线圈电流i
p2
为负，为流经开关管s3的体二极管，进而保证开关管s3实现软开关。lc辅助软开关网络两端电压为零，电感电流ia线性降低。
[0046]
考虑到开关管s1和开关管s3均能够在全负载范围内自然实现软开关，故lc辅助软开关网络仅帮助开关管s2实现全负载范围软开关。其中，电感la的值决定开关管s2的软开关范围，电容ca起到隔直通交的作用，防止直流偏置导致电感la磁饱和。电感la取值越小，其软开关范围越广，但是流经电感电流的峰-峰值变大，导通损耗增加；反之，电感la取值越大，流经电感电流的峰-峰值也随之变小，导通损耗也相应降低，但开关管s2的软开关范围也随之变窄。因此，设计电感la值需要折中考虑软开关范围和系统导通损耗。
[0047]
由图5可知，开关管s2的占空比信号为（d1+d
3-1），根据伏秒平衡原理，电感电流ia的峰值电流与开关管s2的占空比信号无关，为一固定值，可表示为：（4）其中：u
in
为系统输入直流电压；la为lc辅助软开关网络中电感la的电感值。
[0048]
另一方面，等效交流输入激励电压u
ab2
的时域表达式为：（5）忽略线圈的等效串联电阻，任意n-阶谐波在开关频率处的阻抗为：（6）其中：z
pc2
=nωl
p2
，z
sc2
=nωl
s2
，n=1,3,
…
为整数。z
p2n
和z
s2n
分别为原边谐振电路总谐波阻抗和副边谐振电路总谐波阻抗，z
pc2
和z
sc2
分别为原边谐振电路基波阻抗和副边谐振电路基波阻抗。
[0049]
输入阻抗角ψ可推导为：（7）联合公式（4）～公式（7），可计算线圈电流i
p2
在时间t2处的幅值为：（8）其中，β为高次谐波等效阻抗拟合系数，可利用数学软件如matlab计算得到。
[0050]
两组发射线圈和接收线圈可分别采用极化结构和非极化结构来消除线圈之间的交叉耦合。其中，典型非极化线圈包括方型线圈和圆形线圈等，典型极化线圈包括dd线圈结构，即两个非极化线圈反相串联构成。若两组线圈均采用极化线圈或者非极化线圈，可通过增加两组线圈之间的水平间距来消除交叉耦合互感。
[0051]
参见图6所示，输出电压u
o1
和输出电压u
o2
通过差分采样电路+模数转换电路转换为数字信号，然后通过无线通信模块（如射频通信模块，nrf24l01+）发送到发射端，相应反馈量经过比例-积分补偿器产生开关管s1和开关管s3的占空比信号d1和占空比信号d3，此后，占空比信号d1和占空比信号d3经过pwm模块单元加入死区时间以及相位补偿输出pwm波形送入栅极驱动器，最终产生开关管s1~s3的驱动信号g1~g3。
[0052]
本发明采用三个开关管串联堆叠而成，相对于传统全桥逆变器和半桥逆变器结构，可以产生两个独立可调的方波电压激励，且每个开关管上的电压应力均为输入电源电压，降低了开关管的电压应力以及系统成本。此外，两路控制占空比信号的大小通过闭环反馈进行调节，中间开关管控制信号可利用与非逻辑门产生，实施简单。借助lc辅助软开关网络，所有均可实现全负载范围内软开关，有效地降低开关损耗，提高系统传输效率。两路方波激励电压独立可调，无交叉耦合效应，电压增益调节范围宽，可满足电池负载等宽电压变化场合。同时，本发明给出的方案利于模块化实现，可将所提三开关逆变器封装成单个子功率模块。为实现任意偶数（2n）路功率传输，只需要n个子功率模块与输入电源并联，模块化集成示意图（如图7所示）。
[0053]
综上，本发明利用三个开关管串联堆叠结构，使系统产生两路独立可调的方波激励电压，且每个开关管上的电压应力均为输入电源电压，降低了开关管的电压应力以及系统成本，并可多个模块并联，实现任意偶数路功率传输。

技术特征：
1.基于三开关逆变器的两路输出独立可调无线供电装置，其特征在于，包括电能发射端和电能接收端；其中：所述电能发射端包括直流电源、三开关逆变器、原边串联补偿电容c
p1
和c
p2
、原边发射线圈l
p1
和l
p2
以及lc辅助软开关网络；三开关逆变器包括三个带反并联二极管的开关管s1~s3；开关管s1的漏极连接到直流电源的正极，开关管s1的源极连接到开关管s2的漏极，开关管s2的源极连接到开关管s3的漏极，开关管s3的源极连接到直流电源的负极；所述lc辅助软开关网络包括电感l
a
和电容c
a
，二者串联后并联于开关管s2的两端；原边串联补偿电容c
p1
和原边发射线圈l
p1
串联后的两个端口分别连接到开关管s1的源极和开关管s3的源极；原边串联补偿电容c
p2
和原边发射线圈l
p2
串联后的两个端口分别连接到开关管s2的源极和开关管s3的源极；所述电能接收端包括副边串联补偿电容c
s1
和c
s2
、副边接收线圈l
s1
和l
s2
以及整流器re1和整流器re2；副边串联补偿电容c
s1
和副边接收线圈l
s1
串联后的两个端口连接到整流器re1的输入端，整流器re1的输出端输出电能接收端的一个输出电压u
o1
；副边串联补偿电容c
s2
和副边接收线圈l
s2
串联后的两个端口连接到整流器re2的输入端，整流器re2的输出端输出电能接收端的另一个输出电压u
o2
；仅原边发射线圈l
p1
和副边接收线圈l
s1
之间以及原边发射线圈l
p2
和副边接收线圈l
s2
之间存在耦合，且互感分别为m1和m2。2.根据权利要求1所述的基于三开关逆变器的两路输出独立可调无线供电装置，其特征在于，将所述原边串联补偿电容c
p1
和原边发射线圈l
p1
串联后的两个端口替换为分别连接到开关管s1的漏极和源极，同时原边串联补偿电容c
p2
和原边发射线圈l
p2
串联后的两个端口不变；或者将所述原边串联补偿电容c
p1
和原边发射线圈l
p1
串联后的两个端口替换为分别连接到开关管s1的漏极和开关管s2的源极，同时将原边串联补偿电容c
p2
和原边发射线圈l
p2
串联后的两个端口替换为分别连接到开关管s1的源极和开关管s3的源极。3.根据权利要求1所述的基于三开关逆变器的两路输出独立可调无线供电装置，其特征在于，无线供电装置的参数设计满足：；其中：ω为系统的工作角频率，f
s
为三开关逆变器的开关频率；l
p1
和l
p2
分别为两原边发射线圈的电感值；c
p1
和c
p2
分别为两原边串联补偿电容的电容值；l
s1
和l
s2
分别为两副边接收线圈的电感值；c
s1
和c
s2
分别为两副边串联补偿电容的电容值。4.根据权利要求1所述的基于三开关逆变器的两路输出独立可调无线供电装置，其特征在于，将所述开关管s1~s3的栅极信号分别记作g1~g3，其相应占空比信号分别为d1~d3；则栅极信号g2的下降沿与栅极信号g1的上升沿存在死区时间dt1，栅极信号g3的下降沿与栅极信号g2的上升沿存在死区时间dt2，栅极信号g1的下降沿与栅极信号g3的上升沿存在死区时
间dt3；栅极信号g2是由栅极信号g1和栅极信号g3两个控制信号通过与非逻辑门产生，占空比信号d1和占空比信号d3的变化范围均属于[0.5，1]。5.根据权利要求3所述的基于三开关逆变器的两路输出独立可调无线供电装置，其特征在于，输出电压u
o1
通过改变开关管s1的占空比进行调节，输出电压u
o2
通过改变开关管s3的占空比信号进行调节；输出电压u
o1
和输出电压u
o2
通过差分采样电路和模数转换电路转换为数字信号，并通过无线通信模块发送到发射端，相应反馈量经过比例-积分补偿器产生开关管s1和开关管s3的占空比信号d1和占空比信号d3。6.根据权利要求1所述的基于三开关逆变器的两路输出独立可调无线供电装置，其特征在于，所述原边发射线圈l
p1
和l
p2
采用极化结构的线圈，同时副边接收线圈l
s1
和l
s2
采用非极化结构的线圈；或者原边发射线圈l
p1
和l
p2
采用非极化结构的线圈，同时副边接收线圈l
s1
和l
s2
采用极化结构的线圈。7.根据权利要求6所述的基于三开关逆变器的两路输出独立可调无线供电装置，其特征在于，所述非极化结构的线圈包括方型线圈和圆形线圈；所述极化结构的线圈包括dd线圈结构，即两个非极化线圈反相串联构成。

技术总结
本发明涉及无线电能传输技术领域，公开了一种基于三开关逆变器的两路输出独立可调无线供电装置，包括电能发射端和电能接收端。电能发射端中的高频逆变器采用三个开关管串联堆叠而成，可以产生两个独立可调的方波电压激励，且每个开关管上的电压应力均为输入电源电压，降低了开关管的电压应力以及系统成本。此外，两路控制占空比的大小通过闭环反馈进行调节，中间开关管控制信号可利用与非逻辑门产生，实施简单。借助LC辅助软开关网络，均可实现全负载范围内软开关，有效降低开关损耗，提高系统传输效率。同时，本发明利于模块化实现，将所提三开关逆变器封装成单个子功率模块，为实现任意偶数路功率传输，只需要n个子功率模块与输入电源并联。与输入电源并联。与输入电源并联。


技术研发人员：王孝强 张欣 黎宁昊 付鹏宇 马皓
受保护的技术使用者：浙江大学
技术研发日：2023.08.03
技术公布日：2023/9/6