一种IPOS-DC/DC变换器级联单相逆变器及方法

一种ipos-dc/dc变换器级联单相逆变器及方法
技术领域
1.本发明属于电力技术领域，特别涉及一种ipos-dc/dc变换器级联单相逆变器及方法。


背景技术：

2.两级式单相逆变器系统广泛应用于新能源发电、储能系统、轨道交通、电动汽车与电网交互等高质量电能变换场合，其前级通常由直流变换器对输入的直流电能进行处理，例如对光伏阵列的最大功率点追踪、通过升压变换器抬升直流母线至所需的电压等级等，而后级单相逆变器负责输出交流功率以供单相并网或交流负载。输入直流功率和输出交流功率存在明显的二倍频纹波功率差，该波动功率的存在会增加系统中无源元件的需求和尺寸，进一步地带来功率损耗增加的问题。因此对具有主动储能和功率解耦功能的单相变换器进行深入研究成为近几年来的热点方向之一。
3.为避免二倍频纹波振荡在功率处理过程中产生的一系列干扰，通常在直流母线上引入无源元件，尤其是能量密度远高于电感的大容值电解电容来缓冲源荷差，但是电解电容寿命短、体积大、容值大小易受环境温度、纹波电流等因素影响，不适用于对装备寿命具有一定要求的场合。
4.减小二倍频纹波功率对系统产生的影响主要有以下几种方法：一是有源功率解耦技术，即在系统中增加辅助支路，通过控制辅助支路开关管，使得缓冲电容得以对纹波功率进行补偿，从而实现纹波抑制的功能，但是该方式增加了电路开关管的数量，控制复杂；二是通过控制的方式，例如在控制回路中引入虚拟阻抗，从而使得前级dc/dc变换器的输出阻抗在纹波频率处趋于无穷大，该方法一定程度上减小了电感上的二次纹波电流，但同样存在控制复杂问题。
5.然而以上所述的几种方案，均没有解决直流母线小容值和低电压纹波之间的固有矛盾，并且或多或少增加了电路的复杂度。


技术实现要素：

6.本发明的目的在于提供一种ipos-dc/dc变换器级联单相逆变器及方法，该单相逆变器采用模块功率和输出电容不对称设计，能够使得二倍频纹波消除。
7.为了达到上述目的，本发明采用以下技术手段：
8.本发明第一个目的是提供一种ipos-dc/dc变换器级联单相逆变器，包括：输入直流电源v
in
、llc谐振变换器模块、双向buck变换器模块、全控逆变桥inv；所述llc谐振变换器模块和双向buck变换器模块采用输入并联输出串联结构；
9.所述输入直流电源v
in
的正极接llc谐振变换器模块的输入正极和双向buck变换器模块的输入正极，输入直流电源v
in
的负极接llc谐振变换器模块的输入负极和双向buck变换器模块的输入负极，llc谐振变换器模块的输出正极接全控逆变桥inv直流母线正极，llc谐振变换器模块的输出负极接双向buck变换器模块的输出正极，双向buck变换器模块的输
出负极接全控逆变桥inv直流母线负极，双向buck变换器模块的输入侧和输出侧共地，全控逆变桥inv输出接单相交流电网或交流负载。
10.作为本发明实施例的进一步改进，所述llc谐振变换器模块包括原边全桥、隔离谐振腔、副边全桥；
11.原边全桥包含4个带反向二极管的n沟道型mosfet功率管q1、mosfet功率管q2、mosfet功率管q3、mosfet功率管q4，隔离谐振腔包含谐振电容c
r1
、谐振电感l
r1
、变压器t1、变压器励磁电感l
m1
，副边全桥包含输出电容c1、及带反向二极管的n沟道型mosfet功率管q5、mosfet功率管q6、mosfet功率管q7、mosfet功率管q8；mosfet功率管q1的漏极和mosfet功率管q2的漏极接输入直流电源v
in
的正极，mosfet功率管q1的源极和mosfet功率管q2的源极分别接mosfet功率管q3的漏极和mosfet功率管q4的漏极，mosfet功率管q3的源极接mosfet功率管q4的源极和输入直流电源v
in
的负极，谐振电容c
r1
的正极接mosfet功率管q1的源极，谐振电容c
r1
的负极接谐振电感l
r1
的正极，谐振电感l
r1
的负极接变压器t1原边正极和励磁电感l
m1
的正极，变压器t1原边负极接励磁电感l
m1
的负极和mosfet功率管q2的源极；变压器t1副边正极接mosfet功率管q5的源极和mosfet功率管q7的漏极，mosfet功率管q5的漏极接mosfet功率管q6的漏极，mosfet功率管q6的源极接mosfet功率管q8的漏极和变压器t1的副边负极，mosfet功率管q7的源极接mosfet功率管q8的源极；输出电容c1的正极接llc谐振变换器模块的输出正极，输出电容c1的负极接正极llc谐振变换器模块的输出负极和双向buck变换器模块的输出正极。
12.作为本发明实施例的进一步改进，所述双向buck变换器模块包括带反向二极管的n沟道型mosfet功率管q9、mosfet功率管q
10
，功率电感l、输出电容c2；mosfet功率管q9的漏极接输入电压v
in
的正极，mosfet功率管q9的源极接mosfet功率管q
10
的漏极和功率电感l的正极，mosfet功率管q
10
的源极接输入电压v
in
的负极和输出电容c2的负极，功率电感l的负极接输出电容c2的正极；输出电容c2的正极接llc谐振变换器模块的输出负极，输出电容c2的负极接直流母线的地。
13.作为本发明实施例的进一步改进，所述全控逆变桥inv包括mosfet功率管s
ap
、mosfet功率管s
an
、mosfet功率管s
bp
、mosfet功率管s
bn
，mosfet功率管s
ap
、mosfet功率管s
an
、mosfet功率管s
bp
、mosfet功率管s
bn
两两先串联后并联。
14.本发明第二个目的是提供一种ipos-dc/dc变换器级联单相逆变器的控制方法，其特征在于，包括：llc谐振变换器模块在全二倍频区间内功率单向流动，双向buck变换器模块在全二倍频区间内功率要求正反向流动；llc谐振变换器模块采用变频控制，通过pr控制器调节系统开关频率，改变系统电压增益，使得输出电压在给定直流点电压上的二倍频波动；双向buck变换器模块采用pwm控制，工作在断续模式下，通过调节开关管的占空比来调节输出电压。
15.作为本发明实施例的进一步改进，输出交流功率和输入直流功率之差为二倍频纹波功率，二倍频纹波功率由输出电容c1和输出电容c2完全缓冲，则其关系满足：
16.p
c1+c2
＝p
o-p
in
17.其中，p
c1+c2
是电容c1和电容c2吸收的总功率，po是逆变器输出功率，p
in
为输入直流功率。
18.作为本发明实施例的进一步改进，电容c1、电容c2直流工作点电压不同，容值不同，
且v
c1
》v
c2
,c1》c2，总电容电压表达式为：
19.v
c1
＝v
c1
+v
c_2ω
20.v
c2
＝v
c2-v
c_2ω
[0021]vc1
是输出电容c1的直流工作点，v
c2
是输出电容c2的直流工作点，v
c_2ω
为电容电压二倍频纹波量。
[0022]
作为本发明实施例的进一步改进，所述输出电容电压的表达式为：
[0023][0024]
其中，v
c1
(t)、v
c2
(t)代表输出电容c1、c2的瞬时电压，v
bus
代表直流母线电压的直流分量，p
dc
代表系统平均功率，c1、c2代表输出电容c1、c2的容值，ω代表交流侧逆变器输出交流量的工频角频率。
[0025]
作为本发明实施例的进一步改进，电容电压纹波幅值不应超过模块的最小直流工作点：
[0026][0027]
从而形成电容参数与直流工作点电压间的约束条件为：
[0028][0029]
其中，p
dc
代表系统平均功率，c1、c2代表输出电容c1、c2的容值，v
c1
代表输出电容c1的直流工作点，v
c2
代表输出电容c2的直流工作点，ω代表交流侧逆变器输出交流量的工频角频率。
[0030]
作为本发明实施例的进一步改进，双向buck变换器模块采用pwm控制，工作在断续模式下，通过调节开关管的占空比来调节输出电压，包括：
[0031]
llc谐振变换器模块和双向buck变换器模块的功率和输出电容均采用不对称形式，直流母线电压由llc谐振变换器模块、双向buck变换器模块共同控制，交流侧输出电压由全控逆变桥inv控制；llc谐振变换器采用变频控制方法，开关频率由闭环控制得到；
[0032]
采样输出电容电压v
c1
作为控制量，与目标电容电压v
c1*
进行比较，误差经pr控制器得到开关频率fs1，pr控制器同时控制电容电压的直流工作点和纹波分量；副边采用同步整流数据，利用同步整流芯片对欠谐振模式下开关管开通与关断进行控制；
[0033]
对于双向buck变换器模块，在断续模式下，主开关管与同步整流管不再互补发波，且主开关管与同步整流管随功率流向的切换而切换；主开关管的占空比d由pr控制器闭环得到；
[0034]
采样输入电压v
in
和输出电压的直流分量v
c2
，经dsp运算后得同步整流管的导通占空比d1，通过改变epwm模块中的三角载波的上升比较值及下降比较值实现同步整流管在断续模式下的准确关断。
[0035]
相比于现有技术，本发明具有以下优势：
[0036]
本发明采用输入并联输出串联结构的llc谐振变换器模块和双向buck变换器模块，模块功率和输出电容采用不对称设计，通过闭环控制主动控制电容波形以二倍频互补波动，维持母线电压恒定。其功率分配的本质为，由于电容c1大于电容c2，且对应的功率较大，因此电容c1电压增加时候，其吸收的二倍频功率大于系统的二倍频功率，而电容c2仅需要较小的功率，即可补偿电容c1吸收的功率超过系统二倍频功率的部分。通过不对称设计，改善了二倍频纹波功率在两个电容之间的分配，从而在维持母线低纹波的同时，减小了直流母线输出电容的需求。传统设计中电容大小相同、直流工作点相同，二倍频纹波功率流入直流母线电容，表现为电容上的低频纹波电压同步波动，电容同步吸收功率或释放功率，直流母线上的电压纹波为模块输出电压总纹波和，为减小电压纹波，通常采用大容值的电解电容，其体积庞大，寿命短，稳定性低，难以应用于高功率密度、长使用时间的应用场合中。而本发明巧妙地通过模块功率差异和输出电容容值的设计，在主动控制电容电压二倍频波动下，既消除了母线电压低频纹波，同时减小了母线容值的需求，从根本上解决了低纹波和母线小容值之间的固有矛盾，使得薄膜电容替换电解电容成为可行的途径。基于此方法设计的两级式单相逆变系统，母线电压纹波基本消除，逆变器输出电压thd明显降低。
附图说明
[0037]
在此描述的附图仅用于解释目的，而不意图以任何方式来限制本发明公开的范围。另外，图中的各部件的形状和比例尺寸等仅为示意性的，用于帮助对本发明的理解，并不是具体限定本发明各部件的形状和比例尺寸。在附图中：
[0038]
图1为本发明采用的电路拓扑图；
[0039]
图2为本发明所采用的llc谐振变换器模块和双向buck变换器模块的闭环控制框图；
[0040]
图3a为未采用本发明所提出的模块功率和输出电容不对称设计下两个输出电容上的电压v
c1
、v
c2
、直流母线电压v
bus
波形的波形；
[0041]
图3b为未采用本发明提出的模块功率和输出电容不对称设计下交流输出电压v
ac
的波形；
[0042]
图3c为未采用本发明提出的模块功率和输出电容容值不对称设计的交流输出电压的波形；
[0043]
图4a为采用本发明所提出的模块功率和输出电容不对称设计下两个输出电容上的电压v
c1
、v
c2
和直流母线电压v
bus
的波形；
[0044]
图4b为采用本发明所提出的模块功率和输出电容不对称设计下输出电压v
ac
波形；
[0045]
图4c为采用本发明所提出的互补控制算法交流输出电压v
ac
波形。
具体实施方式
[0046]
为了使本技术领域的人员更好地理解本发明中的技术方案，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本发明保护的范围。
[0047]
需要说明的是，当元件被称为“设置于”另一个元件，它可以直接在另一个元件上或者也可以存在居中的元件。当一个元件被认为是“连接”另一个元件，它可以是直接连接到另一个元件或者可能同时存在居中元件。本文所使用的术语“垂直的”、“水平的”、“左”、“右”以及类似的表述只是为了说明的目的，并不表示是唯一的实施例。
[0048]
除非另有定义，本文所使用的所有的技术和科学术语与属于本发明的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本文中在本发明的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是旨在于限制本发明。本文所使用的术语“和/或”包括一个或多个相关的所列项目的任意的和所有的组合。
[0049]
为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所述的实施例仅是本发明一部分的实施例，不是全部的实施例，而并非要限制本发明公开的范围。此外，在以下说明中，省略了对公知结构和技术的描述，以避免不必要的混淆本发明公开的概念。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本发明保护的范围。
[0050]
本发明适用于隔离型两级式单相并网逆变器应用场合，具体涉及一种模块功率和输出电容不对称设计的输入并联输出串联的dc/dc变换器级联单相逆变器的低频纹波消除方法。
[0051]
如图1所示，为本发明一种ipos-dc/dc变换器级联单相逆变器所采用的电路图，包括1个输入直流电源v
in
、1个llc谐振变换器模块、1个双向buck变换器模块、1个全控逆变桥inv，llc谐振变换器模块和双向buck变换器模块采用输入并联输出串联(ipos)结构；
[0052]
输入直流电源v
in
的正极接llc谐振变换器模块的输入正极和双向buck变换器模块的输入正极，输入直流电源v
in
的负极接llc谐振变换器模块的输入负极和双向buck变换器模块的输入负极，llc谐振变换器模块的输出正极接全控逆变桥inv直流母线正极，llc谐振变换器模块的输出负极接双向buck变换器模块的输出正极，双向buck变换器模块的输出负极接全控逆变桥inv直流母线负极，双向buck变换器模块的输入侧和输出侧共地，全控逆变桥inv输出接单相交流电网或交流负载。
[0053]
本发明实施例利用两个dc-dc模块的输出串联电容，在不改变现有拓扑的前提下，通过输出电容容值的差异性，以及输出电容的直流工作点的不均压设计，即不同模块的额定功率不同，实现二倍频纹波功率缓冲和电容电压纹波互补，从而减小母线所需电解电容的总容值，提高系统的功率密度。该方案中，大功率模块对应的输出电容较大，小功率模块对应的输出电容较小，从而使得输出电容仅需波动较小值即可实现纹波功率的补偿。所提方案中大功率模块通过合理的电路参数设计，既可以应用于单向dc-dc模块，也可以应用于双向dc-dc模块，具有灵活性，小功率模块采用双向dc/dc变换器。本方案采用ipos型的大功率llc谐振变换器及小功率双向buck变换器，与传统方案相比，该方案大幅度降低对直流母线电容的需求，基本消除了直流母线电压的二倍频纹波，避免二倍频纹波前馈至dc/dc变换器输入端，提高了后级逆变器输出电能质量。
[0054]
llc谐振变换器模块包括原边全桥、隔离谐振腔、副边全桥，原边全桥包含4个带反向二极管的n沟道型mosfet功率管q1、mosfet功率管q2、mosfet功率管q3、mosfet功率管q4，隔离谐振腔包含谐振电容c
r1
、谐振电感l
r1
、变压器t1、变压器励磁电感l
m1
，副边全桥包含4
个带反向二极管的n沟道型mosfet功率管q5、mosfet功率管q6、mosfet功率管q7、mosfet功率管q8、输出电容c1。mosfet功率管q1的漏极和mosfet功率管q2的漏极接输入直流电源v
in
的正极，mosfet功率管q1的源极和mosfet功率管q2的源极分别接mosfet功率管q3的漏极和mosfet功率管q4的漏极，mosfet功率管q3的源极接mosfet功率管q4的源极和输入直流电源v
in
的负极，谐振电容c
r1
的正极接mosfet功率管q1的源极，谐振电容c
r1
的负极接谐振电感l
r1
的正极，谐振电感l
r1
的负极接变压器t1原边正极和励磁电感l
m1
的正极，变压器t1原边负极接励磁电感l
m1
的负极和mosfet功率管q2的源极。变压器t1副边正极接mosfet功率管q5的源极和mosfet功率管q7的漏极，mosfet功率管q5的漏极接mosfet功率管q6的漏极，mosfet功率管q6的源极接mosfet功率管q8的漏极和变压器t1的副边负极，mosfet功率管q7的源极接mosfet功率管q8的源极。输出电容c1的正极接llc谐振变换器模块的输出正极，输出电容c1的负极接正极llc谐振变换器模块的输出负极和双向buck变换器模块的输出正极。
[0055]
双向buck变换器模块由带反向二极管的n沟道型mosfet功率管q9、mosfet功率管q
10
，功率电感l、输出电容c2组成。mosfet功率管q9的漏极接输入电压v
in
的正极，mosfet功率管q9的源极接mosfet功率管q
10
的漏极和功率电感l的正极，mosfet功率管q
10
的源极接输入电压v
in
的负极和输出电容c2的负极，功率电感l的负极接输出电容c2的正极。输出电容c2的正极接llc谐振变换器模块的输出负极，输出电容c2的负极接直流母线的地。
[0056]
输出电容c1与输出电容c2串联接全控逆变桥inv的输入端；全控逆变桥inv的正极输出接滤波电感lf的正极，全控逆变桥inv的负极输出接交流侧的公共地；滤波电容cf与负载电阻r
l
并联，一端接电感lf的负极，另一端接交流侧的公共地。
[0057]
优选地，所述全控逆变桥由四个mosfet功率管s
ap
、s
an
、s
bp
、s
bn
组成。所述全控逆变桥inv包括mosfet功率管s
ap
、mosfet功率管s
an
、mosfet功率管s
bp
、mosfet功率管s
bn
，mosfet功率管s
ap
、mosfet功率管s
an
、mosfet功率管s
bp
、mosfet功率管s
bn
两两先串联后并联。
[0058]
本发明根据两级式ipos-dcdc模块级联单相逆变器的二倍频功率的传递关系，在差异模块功率和电容容值的条件下，将电容电压纹波设计为互补状态，以使得系统源荷间二倍频纹波功率差完全由输出电容承担，并且优化二倍频功率在两个电容间的重新分配，消除直流母线电压低频纹波，减小直流母线的所需总容值。
[0059]
其中，输出交流功率和输入直流功率之差为二倍频纹波功率，该功率由输出电容c1和输出电容c2完全缓冲，则其关系满足：
[0060]
p
c1+c2
＝p
o-p
in
[0061]
其中，p
c1+c2
是电容c1和电容c2吸收的总功率，po是逆变器输出功率，p
in
为输入直流功率。
[0062]
优选地，所述具备抑制低频纹波能力的ipos-dcdc变换器级联单相逆变器的控制目标是将逆变器输出功率和输入直流功率之差全部转移至直流母线电容c1和c2上，通过控制使得输出电容电压纹波以二倍频互补波动，从而降低直流母线电压上的二倍频纹波。
[0063]
两个dc-dc模块的功率和输出电容均采用不对称设计，电容c1、电容c2直流工作点电压不同，容值不同，且v
c1
》v
c2
,c1》c2，通过人为控制电容直流工作点电压差异，而纹波电压以二倍频形式互补波动，实现任一时刻一个电容吸收功率，另一个电容释放功率，总电容电压表达式为：
[0064]vc1
＝v
c1
+v
c_2ω
[0065]vc2
＝v
c2-v
c_2ω
[0066]vc1
是输出电容c1的直流工作点，v
c2
是输出电容c2的直流工作点，v
c_2ω
为电容电压二倍频纹波量。
[0067]
大功率模块所采用的大容值电解电容，用于缓冲大部分的二倍频纹波功率，小功率模块采用小容值电解电容，缓冲小部分的二倍频纹波功率，维持母线电压恒定的同时保持功率变化量等于系统输入与输出的功率差。
[0068]
作为本发明的进一步改进，所述ipos-dc/dc变换器级联单相逆变器，给出模块功率和输出电容的设计流程，以实现功率单向+功率双向或功率双向+功率双向的不同应用场合。模块功率和输出电容乘积差异大于某一特定条件时，大功率模块工作在功率单向模式，小于某一特定条件时，大功率模块工作在功率双向模式。而小功率模块均需工作在功率双向模式。
[0069]
作为进一步改进，在模块功率和输出电容不对称设计方案下，当功率和输出电容满足一定的设计条件时，llc谐振变换器模块在全二倍频区间内功率单向流动，而双向buck模块在全二倍频区间内功率要求正反向流动。llc谐振变换器模块采用变频控制，通过pr控制器调节系统开关频率，改变系统电压增益，以实现输出电压在给定直流点电压上的二倍频波动；双向buck模块采用pwm控制，工作在断续模式下，通过调节开关管的占空比来调节输出电压。
[0070]
llc谐振变换器模块采用同步整流技术，通过合理的参数设计使得llc谐振变换器模块工作在欠谐振区域，以实现原边开关管的zvs和副边开关管的zcs，降低系统损耗。双向buck模块采用同步整流技术，断续模式下主开关管和同步整流管不再互补发波，同步整流管的关断信号由数字控制芯片计算后给出。
[0071]
当功率和输出电容满足一定的设计条件时，llc谐振变换器模块在全二倍频区间内功率单向流动，而双向buck模块在全二倍频区间内功率要求正反向流动。llc谐振变换器模块采用变频控制，通过pr控制器调节系统开关频率，改变系统电压增益，以实现输出电压在给定直流点电压上的二倍频波动；双向buck模块采用pwm控制，工作在断续模式下，通过调节开关管的占空比来调节输出电压。
[0072]
所述输出电容电压的表达式为：
[0073][0074]
其中，v
c1
(t)、v
c2
(t)代表输出电容c1、c2的瞬时电压，v
bus
代表直流母线电压的直流分量，p
dc
代表系统平均功率，c1、c2代表输出电容c1、c2的容值，ω代表交流侧逆变器输出交流量的工频角频率。
[0075]
容电压纹波幅值不应超过模块的最小直流工作点：
[0076][0077]
从而形成电容参数与直流工作点电压间的约束条件：
[0078][0079]
dc-dc模块的输出电流表达式为：
[0080][0081]
其中，i
out1
(t)、i
out2
(t)分别代表llc谐振变换器和双向buck谐振变换器的输出电流，v
bus
代表直流母线电压的直流分量，p
dc
代表系统平均功率，c1、c2代表输出电容c1、c2的容值，ω代表交流侧逆变器输出交流量的工频角频率。
[0082]
对模块1的输出电流i
out1
(t)进行分类讨论，当所采用模块为功率单向模块时，输出电流i
out1
(t)恒大于0，此时其二倍频分量幅值和直流分量满足关系：
[0083][0084]
从而得到：
[0085][0086]
其中，p
dc
代表系统平均功率，c1、c2代表输出电容c1、c2的容值，v
c1
代表输出电容c1的直流工作点，v
c2
代表输出电容c2的直流工作点，ω代表交流侧逆变器输出交流量的工频角频率。
[0087]
当系统的电容容值和直流工作点电压设计分配满足上述关系时，模块1仅需工作在功率单向模式，不满足上述关系时，模块1需工作在功率正反向切换模式。直流工作点电压和电容容值差异度越大，越容易满足该关系，模块1更容易工作在功率单向模式。
[0088]
对模块2的输出电流i
out2
(t)进行分析，由于v
c1
》v
c2
，c1》c2，因此i
out2
(t)的二倍频分量幅值恒大于其直流分量在一个二倍频区间内，i
out2
(t)必然存在小于0的区间，此时要求模块2具备功率双向流动及无缝切换的能力。
[0089]
采用模块功率和输出电容不对称设计方案下，直流母线电压由前级两个dc-dc模块共同控制，交流侧输出电压由全控逆变桥控制。llc谐振变换器采用变频控制方法，原边开关管为50％的方波信号，同一桥臂上下开关管信号互补，其开关频率由闭环控制得到。采样输出电容电压v
c1
作为控制量，与目标电容电压v
c1*
进行比较，误差经pr控制器得到开关频率f
s1
，pr控制器同时控制电容电压的直流工作点和纹波分量。副边采用同步整流技术，利用同步整流芯片实现欠谐振模式下开关管的准确开通与关断。
[0090]
对于双向buck模块，在断续模式下，主开关管与同步整流管不再互补发波，且主开关管与同步整流管随功率流向的切换而切换。主开关管的占空比d由pr控制器闭环得到，而同步整流管的占空比d1可由电感的伏秒平衡定律得到：
[0091][0092]
采样输入电压v
in
和输出电压的直流分量v
c2
，经dsp运算后可得同步整流管的导通占空比d1，通过改变epwm模块中的三角载波的上升比较值及下降比较值即可实现同步整流管在断续模式下的准确关断。
[0093]
以下结合具体实施例对本发明的控制方法进行详细说明：
[0094]
模块功率和输出容值不对称设计下，ipos-llc谐振变换器和双向buck变换器模块级联单相逆变器系统低频纹波抑制方案的分析过程为：
[0095]
单相逆变器并网运行或接交流负载时，通常采用pwm脉宽调制技术将输入直流电转化为工频交流电，其交流输出侧经lc滤波器滤除开关频率谐波后，接入单相交流电网或交流负载。
[0096]
pwm脉宽调制技术的具体实现为：选取调制波为单相电网频率正弦波v
con
＝msin(ωt)，其中m为调制度，载波为双极性高频三角波v
tri
，当v
tri
《v
con
时，s
ap
和s
bn
导通，s
an
和s
bp
关断，逆变器两桥臂中点电压为v
bus
。当v
tri
》v
con
时，s
an
和s
bp
导通，s
ap
和s
bn
关断，逆变器两桥臂中点电压为-v
bus
。逆变器的并网电压v
ac
(t)是桥臂中点电压在一个载波周期内平均值：
[0097]vac
(t)＝mv
bus sin(ωt)＝v
ac sin(ωt)
ꢀꢀꢀ
(1)
[0098]
其中m为调制度，v
bus
为直流母线电压，ω为输出交流电压角频率，v
ac
为交流电压的幅值。
[0099]
假定交流侧电压和电流相位相同，则可得逆变器交流侧电流为：
[0100]iac
(t)＝i
ac sin(ωt)
ꢀꢀꢀ
(2)
[0101]
其中ω为输出交流电流角频率，i
ac
为交流电流的幅值。
[0102]
可得交流侧功率p
ac
(t)为：
[0103][0104]
其中ω为输出交流电压角频率，v
ac
为交流电压的幅值，i
ac
为交流电流的幅值。
[0105]
由于前级ipos-dcdc模块只提供直流功率p
dc
，该部分直流功率与交流侧功率中的直流分量相同，即：
[0106][0107]
因此可得输入直流功率p
dc
和输出交流侧功率p
ac
(t)的功率差pe(t)：
[0108][0109]
假定直流母线电压v
bus
恒定，则由功率守恒可得直流母线电流i
bus
(t)
[0110][0111]
其中i
bus
为直流母线电流i
bus
(t)的直流分量，i
bus_2ω
为直流母线电流i
bus
(t)的二倍频分量。
[0112]
假定输出电容电压纹波分量以二倍频波动，则电容电压表达为：
[0113][0114]
其中，v
c1
、v
c2
为输出电容电压的直流分量，其大小不同，共同支撑母线直流电压，即v
c1
+v
c2
＝v
bus
(v
c1
》v
c2
)，v
c1_2ω
为输出电容电压的纹波量幅值，θ为输出电容电压v
c1
(t)与输出侧交流电压的相位差，当电容电压满足纹波互补时，母线电压v
bus
恒定。
[0115]
由电容的电压电流关系可得，电容电流表达式为：
[0116][0117]
可得输出电容吸收的总功率为：
[0118][0119]
假定系统的二倍频功率差pe(t)完全由输出电容c1、输出电容c2缓冲：
[0120]
2ω(v
c1c1-v
c2
c2)v
c1_2ω
cos(2ωt+θ)＝p
dc cos(2ωt)
ꢀꢀꢀ
(10)
[0121]
通过求解方程，可以解得所需电容电压纹波的幅值和相角为：
[0122][0123]
则目标电容电压的最终表达式为：
[0124][0125]
将(11)代入(8)，同理可得电容电流的最终表达式为:
[0126][0127]
由基尔霍夫电流定律可知，dc-dc模块的输出电流表达式为：
[0128][0129]
对模块1的输出电流i
out1
(t)进行分类讨论，当所采用模块为功率单向模块时，输出电流i
out1
(t)恒大于0，此时其二倍频分量幅值和直流分量满足关系：
[0130][0131]
从而得到：
[0132][0133]
当系统的电容容值和直流工作点电压设计分配满足式(16)关系时，模块1仅需工作在功率单向模式，不满足式(16)关系时，模块1需工作在功率正反向切换模式。直流工作点电压和电容容值差异度越大，越容易满足该关系，模块1更容易工作在功率单向模式。
[0134]
对模块2的输出电流i
out2
(t)进行分析，由于v
c1
》v
c2
，c1》c2，因此i
out2
(t)的二倍频分量幅值恒大于其直流分量在一个二倍频区间内，i
out2
(t)必然存在小于0的区间，此时要求模块2具备功率双向流动及无缝切换的能力。
[0135]
由电容电压恒大于0的条件可得，电容电压纹波幅值不应超过模块的最小直流工作点：
[0136][0137]
从而形成电容参数与直流工作点电压间的约束条件：
[0138][0139]
本发明实施例给出并联输入串联输出的llc谐振变换器和双向buck变换器模块级联全控逆变桥inv的二倍频纹波抑制电路控制方法，具体为：
[0140]
直流母线电压由前级两个dc-dc模块共同控制，交流侧输出电压由全控逆变桥inv控制。llc谐振变换器采用变频控制方法，原边开关管为50％的方波信号，同一桥臂上下开关管信号互补，其开关频率由闭环控制得到。采样输出电容电压v
c1
作为控制量，与目标电容电压v
c1*
进行比较，误差经pr控制器得到开关频率f
s1
，pr控制器同时控制电容电压的直流工作点和纹波分量。副边采用同步整流技术，利用同步整流芯片实现欠谐振模式下开关管的准确开通与关断。
[0141]
对于双向buck变换器模块，在断续模式下，主开关管与同步整流管不再互补发波，且主开关管与同步整流管随功率流向的切换而切换。主开关管的占空比d由pr控制器闭环得到，而同步整流管的占空比d1可由电感的伏秒平衡定律得到：
[0142][0143]
采样输入电压v
in
和输出电压的直流分量v
c2
，经dsp运算后可得同步整流管的导通占空比d1，通过改变epwm模块中的三角载波的上升比较值及下降比较值即可实现同步整流管在断续模式下的准确关断。
[0144]
由此建立起变换器的控制框图如图2所示。
[0145]
通过对直流母线电压纹波的直接控制，电容上的电压稳定在直流工作点的同时，纹波被控制为互补的状态，在实现变换器功率转换的同时，降低了直流母线电压纹波与直
流母线电容的需求。
[0146]
为验证上述变换器的理论分析，本发明给出了一个设计实例。
[0147]
变换器参数如下：v
bus
＝400v、i
bus
＝1a、v
in
＝60v、v
c1
＝350v、v
c2
＝50v、f
s_buck
＝150khz、f
inv
＝60khz、f
ac
＝50hz、c1＝600μf、c2＝200μf、n＝0.2、lr＝1.1μh、l
m1
＝3.3μh、l＝2μh、cr＝93nf、v
ac_rms
＝220v、lf＝2mh、cf＝0.43μf、r
l
＝121ω、m＝0.777。
[0148]
图3a给出了未采用本发明所提出的模块功率和输出电容容值不对称设计两个dc-dc模块(均采用llc谐振变换器模块)输出电容上的电压v
c1
、v
c2
、直流母线电压v
bus
的波形，v
c1
、v
c2
直流工作点相同，电压纹波以二倍频形式同步波动，波动电压峰峰值均为11v，叠加在直流母线电压上，直流母线电压v
bus
出现二倍频波动量，其纹波峰峰值为22v。
[0149]
图3b给出了未采用本发明所提出的模块功率和输出电容容值不对称设计两个dc-dc模块的输入侧电流i
in1
、i
in2
和总输入电流i
in
(即电源电流)的波形，二倍频纹波电流流入输入侧，使得直流电源电流不再恒定，二倍频纹波电流峰峰值为8.59a。若输入侧连接的是如储能单元、电池排等对电流纹波敏感的装置，则该纹波电流将使得发热严重，加速其老化，难以应用在高寿命需求的电能变换场合。
[0150]
图3c给出未采用本发明提出的模块功率和输出电容容值不对称设计的交流输出电压v
ac
的波形。在输入直流母线电压v
bus
出现二倍频纹波的情况下，后级全桥逆变器的输出电压波形产生了一定的畸变，thd为1.89％。
[0151]
图4a给出了采用本发明所提出的模块功率和输出电容容值不对称设计，两个dc-dc模块输出电容上的电压v
c1
、v
c2
和直流母线电压v
bus
的波形，从图中可以看出，v
c1
和v
c2
直流工作点电压不同，模块平均功率不均分，v
c1
＝350v、v
c2
＝50v，且容值存在差异，c1＝600μf、c2＝200μf。通过闭环控制，纹波电压波形按照预期设定形成互补状态。直流母线电压纹波降至0.4v左右，为系统高频分量纹波，低频纹波分量基本消除，相比于未加算法控制的22v，纹波抑制效果十分显著。
[0152]
图4b给出了采用本发明所提出的模块功率和输出电容容值不对称设计两个dc-dc模块的输入侧电流i
in1
、i
in2
和总输入电流i
in
(即电源电流)的波形，单个模块的输出电流以二倍频纹波形式波动，功率不同，直流工作点不同，但是二倍频纹波波动幅值相同，波动方向相反，叠加后使得总输入电流维持基本恒定，即输入侧电源仅需提供直流功率，相比于传统设计，显著减小了二次纹波电流对输入侧装备的影响。
[0153]
图4c给出了采用本发明所提出的互补控制算法交流输出电压v
ac
波形。在输入直流母线电压纹波得到改善的情况下，输出电压波形畸变减小，输出电压thd降低至1.08％。
[0154]
通过阅读上述描述，在所提供的示例之外的许多实施例和许多应用对本领域技术人员来说都将是显而易见的。因此，本教导的范围不应该参照上述描述来确定，而是应该参照前述权利要求以及这些权利要求所拥有的等价物的全部范围来确定。出于全面之目的，所有文章和参考包括专利申请和公告的公开都通过参考结合在本文中。在前述权利要求中省略这里公开的主题的任何方面并不是为了放弃该主体内容，也不应该认为申请人没有将该主题考虑为所公开的发明主题的一部分。
[0155]
以上内容是对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施方式仅限于此，对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单的推演或替换，都应当视为属于本发明由所提交的权利要求书确定保护
范围。

技术特征：
1.一种ipos-dc/dc变换器级联单相逆变器，其特征在于，包括：输入直流电源v
in
、llc谐振变换器模块、双向buck变换器模块、全控逆变桥inv；所述llc谐振变换器模块和双向buck变换器模块采用输入并联输出串联结构；所述输入直流电源v
in
的正极接llc谐振变换器模块的输入正极和双向buck变换器模块的输入正极，输入直流电源v
in
的负极接llc谐振变换器模块的输入负极和双向buck变换器模块的输入负极，llc谐振变换器模块的输出正极接全控逆变桥inv直流母线正极，llc谐振变换器模块的输出负极接双向buck变换器模块的输出正极，双向buck变换器模块的输出负极接全控逆变桥inv直流母线负极，双向buck变换器模块的输入侧和输出侧共地，全控逆变桥inv输出接单相交流电网或交流负载。2.根据权利要求1所述的ipos-dc/dc变换器级联单相逆变器，其特征在于，所述llc谐振变换器模块包括原边全桥、隔离谐振腔、副边全桥；原边全桥包含4个带反向二极管的n沟道型mosfet功率管q1、mosfet功率管q2、mosfet功率管q3、mosfet功率管q4，隔离谐振腔包含谐振电容c
r1
、谐振电感l
r1
、变压器t1、变压器励磁电感l
m1
，副边全桥包含输出电容c1、及带反向二极管的n沟道型mosfet功率管q5、mosfet功率管q6、mosfet功率管q7、mosfet功率管q8；mosfet功率管q1的漏极和mosfet功率管q2的漏极接输入直流电源v
in
的正极，mosfet功率管q1的源极和mosfet功率管q2的源极分别接mosfet功率管q3的漏极和mosfet功率管q4的漏极，mosfet功率管q3的源极接mosfet功率管q4的源极和输入直流电源v
in
的负极，谐振电容c
r1
的正极接mosfet功率管q1的源极，谐振电容c
r1
的负极接谐振电感l
r1
的正极，谐振电感l
r1
的负极接变压器t1原边正极和励磁电感l
m1
的正极，变压器t1原边负极接励磁电感l
m1
的负极和mosfet功率管q2的源极；变压器t1副边正极接mosfet功率管q5的源极和mosfet功率管q7的漏极，mosfet功率管q5的漏极接mosfet功率管q6的漏极，mosfet功率管q6的源极接mosfet功率管q8的漏极和变压器t1的副边负极，mosfet功率管q7的源极接mosfet功率管q8的源极；输出电容c1的正极接llc谐振变换器模块的输出正极，输出电容c1的负极接正极llc谐振变换器模块的输出负极和双向buck变换器模块的输出正极。3.根据权利要求1所述的ipos-dc/dc变换器级联单相逆变器，其特征在于，所述双向buck变换器模块包括带反向二极管的n沟道型mosfet功率管q9、mosfet功率管q
10
，功率电感l、输出电容c2；mosfet功率管q9的漏极接输入电压v
in
的正极，mosfet功率管q9的源极接mosfet功率管q
10
的漏极和功率电感l的正极，mosfet功率管q
10
的源极接输入电压v
in
的负极和输出电容c2的负极，功率电感l的负极接输出电容c2的正极；输出电容c2的正极接llc谐振变换器模块的输出负极，输出电容c2的负极接直流母线的地。4.根据权利要求1所述的ipos-dc/dc变换器级联单相逆变器，其特征在于，所述全控逆变桥inv包括mosfet功率管s
ap
、mosfet功率管s
an
、mosfet功率管s
bp
、mosfet功率管s
bn
，mosfet功率管s
ap
、mosfet功率管s
an
、mosfet功率管s
bp
、mosfet功率管s
bn
两两先串联后并联。5.根据权利要求1至4任一项所述的ipos-dc/dc变换器级联单相逆变器的控制方法，其特征在于，包括：llc谐振变换器模块在全二倍频区间内功率单向流动，双向buck变换器模块在全二倍频区间内功率要求正反向流动；llc谐振变换器模块采用变频控制，通过pr控制器调节系统开关频率，改变系统电压增益，使得输出电压在给定直流点电压上的二倍频波动；双向buck变换器模块采用pwm控制，工作在断续模式下，通过调节开关管的占空比来调
节输出电压。6.根据权利要求5所述的ipos-dc/dc变换器级联单相逆变器的控制方法，其特征在于，输出交流功率和输入直流功率之差为二倍频纹波功率，二倍频纹波功率由输出电容c1和输出电容c2完全缓冲，则其关系满足：p
c1+c2
＝p
o-p
in
其中，p
c1+c2
是电容c1和电容c2吸收的总功率，p
o
是逆变器输出功率，p
in
为输入直流功率。7.根据权利要求5所述的ipos-dc/dc变换器级联单相逆变器的控制方法，其特征在于，电容c1、电容c2直流工作点电压不同，容值不同，且v
c1
>v
c2
,c1>c2，总电容电压表达式为：v
c1
＝v
c1
+v
c_2ω
v
c2
＝v
c2-v
c_2ωvc1
是输出电容c1的直流工作点，v
c2
是输出电容c2的直流工作点，v
c_2ω
为电容电压二倍频纹波量。8.根据权利要求5所述的ipos-dc/dc变换器级联单相逆变器的控制方法，其特征在于，所述输出电容电压的表达式为：其中，v
c1
(t)、v
c2
(t)代表输出电容c1、c2的瞬时电压，v
bus
代表直流母线电压的直流分量，p
dc
代表系统平均功率，c1、c2代表输出电容c1、c2的容值，ω代表交流侧逆变器输出交流量的工频角频率。9.根据权利要求5所述的ipos-dc/dc变换器级联单相逆变器的控制方法，其特征在于，电容电压纹波幅值不应超过模块的最小直流工作点：从而形成电容参数与直流工作点电压间的约束条件为：其中，p
dc
代表系统平均功率，c1、c2代表输出电容c1、c2的容值，v
c1
代表输出电容c1的直流工作点，v
c2
代表输出电容c2的直流工作点，ω代表交流侧逆变器输出交流量的工频角频率。10.根据权利要求5所述的ipos-dc/dc变换器级联单相逆变器的控制方法，其特征在于，双向buck变换器模块采用pwm控制，工作在断续模式下，通过调节开关管的占空比来调节输出电压，包括：llc谐振变换器模块和双向buck变换器模块的功率和输出电容均采用不对称形式，直流母线电压由llc谐振变换器模块、双向buck变换器模块共同控制，交流侧输出电压由全控逆变桥inv控制；llc谐振变换器采用变频控制方法，开关频率由闭环控制得到；采样输出电容电压v
c1
作为控制量，与目标电容电压v
c1*
进行比较，误差经pr控制器得到
开关频率f
s1
，pr控制器同时控制电容电压的直流工作点和纹波分量；副边采用同步整流数据，利用同步整流芯片对欠谐振模式下开关管开通与关断进行控制；对于双向buck变换器模块，在断续模式下，主开关管与同步整流管不再互补发波，且主开关管与同步整流管随功率流向的切换而切换；主开关管的占空比d由pr控制器闭环得到；采样输入电压v
in
和输出电压的直流分量v
c2
，经dsp运算后得同步整流管的导通占空比d1，通过改变epwm模块中的三角载波的上升比较值及下降比较值实现同步整流管在断续模式下的准确关断。

技术总结
本发明公开了一种IPOS-DC/DC变换器级联单相逆变器及方法，属于电力技术领域，LLC谐振变换器模块和双向Buck变换器模块采用输入并联输出串联结构；输入直流电源V


技术研发人员：张岩 王子铟 李震朝 刘进军
受保护的技术使用者：西安交通大学
技术研发日：2023.06.12
技术公布日：2023/9/6