一种IPT系统及其多参数联合辨识控制方法

一种ipt系统及其多参数联合辨识控制方法
技术领域
1.本发明属于无线电能传输技术领域，更具体地，涉及一种ipt系统及其多参数联合辨识控制方法。


背景技术：

2.感应式电能传输（inductive power transfer，ipt）技术因其具有非接触式供电、灵活方便、安全性高等优势，而引起广泛关注，研究成果及应用并延伸至包括电动汽车、医疗设备及轨道交通等行业。典型ipt系统结构如图1，直流电源电压u
dc
由市电经直流电源模块提供，高频交流逆变器将u
dc
转换成高频交流电注入原边侧补偿网络，经原边侧补偿网络滤波后的高频交流电通过原边侧线圈l
p
、副边侧线圈线圈ls电磁感应至副边侧，再经副边侧补偿网络和副边整流滤波之后形成稳定的直流输出电压供电池充电。
3.为实现ipt充电系统稳定的输出特性，典型的实现方式如图2。通过电压、电流传感器检测电池充电的实时充电电压u
bat
、充电电流i
bat
，并将所检测到的u
bat
、i
bat
经无线通信模块反馈至原边侧控制器，原边侧pid（proportion integration differentiation）控制器再根据实时接收到的u
bat
、i
bat
来控制原边侧逆变器的导通角，进而实现对输出的控制，也称为移相控制。采用单相逆变器移相控制实现对ipt系统输出时，原边侧开关通断与导通角及逆变器输出电压瞬时值u
inv
之间的关系如图3所示，此时根据傅里叶变化可得逆变器输出电压基波分量瞬时值与导通角α及直流输入电压u
dc
之间满足式(1)。
4.（1）现有的如图2所示的基于无线通信模块实现原副边信号反馈的控制策略，存在如下问题：(1)利用无线通信模块实现副边侧充电参数的反馈，增加了ipt系统的成本和复杂性；(2)利用无线通信进行信息传输，传输时延较大，影响恒定输出调控的动态响应速度。
5.为省去无线通信模块，现有专利cn2022105870833中提出了一种基于参数联合辨识的ipt系统及充电控制方法。该方法无需无线通信模块，分阶段辨识系统的互感和充电参数，再根据充电参数和参考信息的差来调节pid控制器的参数，进而实现逆变器导通角的调节。然而，由于该方法的互感辨识是基于系统软启动实现的，只能在系统运行前进行单次的互感辨识，无法实现互感的实时辨识，因此仅限于静态充电场景的应用，对于互感实时变化的动态充电场景，该方法不再适用。且该方法仍依赖于pid控制器的设计，设计过程复杂。


技术实现要素：

6.针对现有技术的至少一个缺陷或改进需求，本发明提供了一种ipt系统及其多参数联合辨识控制方法，可适用于互感实时变化的动态充电场景，且不需要pid控制器的参与。
7.为实现上述目的，按照本发明的第一方面，提供了一种ipt系统，包括逆变器、原边侧补偿网络、原边侧线圈、副边侧线圈、副边侧补偿网络、整流器和参数辨识模块，所述原边
侧补偿网络包括原边侧并联补偿电容，所述参数辨识模块用于实现步骤：确定所述逆变器输出电压基波分量瞬时值，测量所述逆变器输出电流基波分量有效值i
inv_f_mea
、所述原边侧并联补偿电容电压基波分量有效值u
c1_f_mea
和所述原边侧线圈电流有效值i
p_mea
；根据ipt系统等效电路确定和的表达式，z
p
为所述原边侧并联补偿电容后端的等效阻抗，z
in
为ipt系统输入等效阻抗，为z
p
的模，为z
in
的模，和的表达式是关于待辨识参数的函数，为ipt系统的等效负载，m为所述原边侧线圈和所述副边侧线圈间的互感；根据i
inv_f_mea
、计算得到，根据u
c1_f_mea
和i
p_mea
计算得到，将等同于，将等同于，得到关于待辨识参数的双阻抗模方程组；采用基于自适应滤波器的lms算法对双阻抗模方程组进行迭代计算，将迭代结束时m和r
l
的取值作为其辨识值，将m的辨识值记为m
iden
，将r
l
的辨识值记为r
l_iden
；将r
l
等效为等效电阻re和等效电感le的串联，将电池充电电压记为u
bat
，将电池充电电流记为i
bat
，根据ipt系统的等效电路确定re、le、u
bat
、i
bat
的计算公式，根据m
iden
、r
l_iden
计算得到re、le、u
bat
和i
bat
的辨识值。
8.进一步地，所述采用基于自适应滤波器的lms算法对所述方程组进行迭代计算包括步骤：设置r
l
的迭代初始值；r
l
的迭代满足，为r
l
的第n+1次迭代值，为r
l
的第n次迭代值，，，，当与z
in
的迭代值的差小于预设阈值，迭代结束。
9.进一步地，。
10.进一步地，。
11.进一步地，ipt系统还包括充电控制模块，所述充电控制模块用于实现步骤：根据ipt系统的等效电路分别确定恒压充电阶段目标导通角的计算公式、恒流充电阶段目标导通角的计算公式；根据u
bat
的辨识值和恒压充电阶段的目标输出电压判断ipt系统处于恒压充电阶段还是恒流充电阶段；如果处于恒压充电阶段，则将辨识值和所述目标输出电压代入的计算公式计算的取值，根据的取值生成控制所述逆变器的控制信号，使得所述逆变器的导通角保持为；如果处于恒流充电阶段，则将辨识值和恒流充电阶段的目标输出电流代入的
计算公式计算的取值，根据的取值生成控制所述逆变器的控制信号，使得所述逆变器的导通角保持为。
12.进一步地，所述ipt系统为双边lcc型ipt系统，所述原边侧补偿网络还包括原边侧串联补偿电容和原边侧串联补偿电感，所述副边侧补偿网络包括副边侧串联补偿电感、副边侧串联补偿电容和副边侧并联补偿电容，和的计算公式为：，，z
e_iden
=jωl
e_iden
+ r
e_iden
，=，，，，，z
l1
=jωl1+ r
l1
，z
c1
=1/(jωc1)+r
c1
，z
cp
=1/(jωc
p
)+r
cp
，z
lp
=jωl
p
+ r
lp
，zm=jωm
iden
，z
ls
=jωls+ r
ls
，z
cs
=1/(jωcs)+r
cs
，z
c2
=1/(jωc2)+r
c2
，z
l2
=jωl2+ r
l2
，z
e_iden
=jωl
e_iden
+ r
e_iden
，其中，r
e_iden
为re的辨识值，l
e_iden
为le的辨识值，u
bat_ref
为所述目标输出电压，i
bat_ref
为所述目标输出电流，u
dc
为输入所述逆变器的直流电源电压，j表示复数虚部，ω为系统角频率，l1为所述原边侧串联补偿电感，r
l1
为l1的杂散电阻，c1为所述原边侧并联补偿电容，r
c1
为c1的杂散电阻，c
p
为所述原边侧串联补偿电容，r
cp
为c
p
的杂散电阻，l
p
为原边侧线圈电感，r
lp
为l
p
的杂散电阻，ls为副边侧线圈电感，r
ls
为ls的杂散电阻，cs为所述副边侧串联补偿电容，r
cs
为cs的杂散电阻，c2为所述副边侧并联补偿电容，r
c2
为c2的杂散电阻，l2为所述原边侧串联补偿电感，r
l2
为l2的杂散电阻。
13.进一步地，所述根据u
bat
的辨识值和目标输出电压判断ipt系统处于恒压充电阶段还是恒流充电阶段，包括步骤：将u
bat
的辨识值记为u
bat_iden
，将所述目标输出电压记为u
bat_ref
，若u
bat_iden＜ubat_ref
，则判断为恒流充电阶段，否则为恒压充电阶段。
14.按照本发明的第二方面，提供了一种ipt系统的多参数联合辨识控制方法，所述ipt系统包括逆变器、原边侧补偿网络、原边侧线圈、副边侧线圈、副边侧补偿网络和整流器，所述原边侧补偿网络包括原边侧并联补偿电容，所述方法包括步骤：确定所述逆变器输出电压基波分量瞬时值，测量所述逆变器输出电流基波分量有效值i
inv_f_mea
、所述原边侧并联补偿电容电压基波分量有效值u
c1_f_mea
和所述原边侧线圈电流有效值i
p_mea
；根据ipt系统等效电路确定和的表达式，z
p
为所述原边侧并联补偿电容后端的等效阻抗，z
in
为ipt系统输入等效阻抗，为z
p
的模，为z
in
的模，和的表达式是关于待辨识参数的函数，为ipt系统的等效负载，m为所述原边侧线圈和所述副边侧线圈间的互感；根据i
inv_f_mea
、计算得到，根据u
c1_f_mea
和i
p_mea
计算得到，将等同于，将等同于，得到关于待辨识参数的双阻抗模方程组；采用基于自适应滤波器的lms算法对双阻抗模方程组进行迭代计算，将迭代结束时m和r
l
的取值作为其辨识值，将m的辨识值记为m
iden
，将r
l
的辨识值记为r
l_iden
；将r
l
等效为等效电阻re和等效电感le的串联，将电池充电电压记为u
bat
，将电池充电电流记为i
bat
，根据ipt系统的等效电路确定re、le、u
bat
、i
bat
的计算公式，根据m
iden
、r
l_iden
计算得到re、le、u
bat
和i
bat
的辨识值。
15.进一步地，还包括步骤：根据ipt系统的等效电路分别确定恒压充电阶段目标导通角的计算公式、恒流充电阶段目标导通角的计算公式；根据u
bat
的辨识值和恒压充电阶段的目标输出电压判断ipt系统处于恒压充电阶段还是恒流充电阶段；如果处于恒压充电阶段，则将辨识值和参考目标输出电压代入的计算公式计算的取值，根据的取值生成控制所述逆变器的控制信号，使得所述逆变器的导通角保持为；如果处于恒流充电阶段，则将辨识值和参考目标输出电压代入的计算公式计算的取值，根据的取值生成控制所述逆变器的控制信号，使得所述逆变器的导通角保持为
16.总体而言，本发明与现有技术相比，具有有益效果：（1）本发明通过构建双阻抗模方程组来求解辨识值，相较于现有参数辨识法，不需要测量电压和电流之间的相位差即可实现互感、等效负载、整流器等效阻抗、电池充电电压和电池充电电流的辨识，可适用于互感实时变化的动态充电场景，适用场景范围更宽。
17.（2）本发明还提出了基于辨识值快速计算导通角的新型控制策略，全程无需pid控制器的参与，相较于现有技术中基于无线通信的控制策略，及现有专利cn2022105870833的控制策略而言，本发明省去了前期pid控制器，节省了系统成本，减小了系统复杂度，节约了
pid控制器的动态调节所需的时间，具有更快的动态响应速度。
附图说明
18.图1是现有技术的典型ipt系统结构图；图2是现有技术的基于无线通信模块的ipt系统原理图；图3是现有技术的开关通断与导通角及u
inv
之间的关系；图4是本发明实施例的考虑整流器等效阻抗的双边lcc ipt系统基本等效电路；图5是本发明实施例的多参数联合辨识控制方法的流程图；图6是本发明实施例的恒压充电阶段仿真输出与参考目标输出电压360v的对比；图7是本发明实施例的恒流充电阶段仿真输出与参考目标输出电流10a的对比。
具体实施方式
19.为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。
20.本发明实施例的一种ipt系统，包括逆变器、原边侧补偿网络、原边侧线圈、副边侧线圈、副边侧补偿网络、整流器和参数辨识模块，所述逆变器的输出通过所述原边侧补偿网络连接所述原边侧线圈，所述副边侧线圈通过所述副边侧补偿网络连接所述整流器，整流器输出给负载（电池）充电，所述原边侧补偿网络包括原边侧并联补偿电容，所述参数辨识模块用于实现步骤：确定所述逆变器输出电压基波分量瞬时值，测量所述逆变器输出电流基波分量有效值i
inv_f_mea
、所述原边侧并联补偿电容电压基波分量有效值u
c1_f_mea
和所述原边侧线圈电流有效值i
p_mea
；根据ipt系统等效电路确定和的表达式，z
p
为所述原边侧并联补偿电容后端的等效阻抗，z
in
为ipt系统输入等效阻抗，为z
p
的模，为z
in
的模，和的表达式是关于待辨识参数的函数，为ipt系统的等效负载，m为所述原边侧线圈和所述副边侧线圈间的互感；根据i
inv_f_mea
、计算得到，根据u
c1_f_mea
和i
p_mea
计算得到，将等同于，将等同于，得到关于待辨识参数的双阻抗模方程组；采用基于自适应滤波器的lms算法对双阻抗模方程组进行迭代计算，将迭代结束时m和r
l
的取值作为其辨识值，将m的辨识值记为m
iden
，将r
l
的辨识值记为r
l_iden
；将r
l
等效为等效电阻re和等效电感le的串联，将电池充电电压记为u
bat
，将电池充电电流记为i
bat
，根据ipt系统的等效电路确定re、le、u
bat
、i
bat
的计算公式，根据m
iden
、r
l_iden
计算得到re、le、u
bat
和i
bat
的辨识值。
21.以下具体进行说明。
22.（一）总体框架及工作原理双边lcc补偿网络因其谐振频率与负载和互感无关而具有明显优势，因此本发明实施例以基于双边lcc补偿网络的ipt系统为例进行说明。但是，本发明同样适用于其他类型的ipt系统，具体双阻抗模方程组和求解导通角的公式可根据每种不同拓扑的电路结构进行调整，本领域的人员可以基于电路计算原理推理得到。
23.（1）基于双阻抗模的多参数联合实时辨识方法基于双边lcc的ipt系统(dlcc ipt)其基波等效电路如图4所示，其中ze为整流器负载模块等效阻抗,它包含串联等效电阻re和串联等效电感le两部分，re、le与ipt系统的等效负载（也即带充电电池等效电阻）r
l
之间满足如式(3)所示的等式关系。为满足dlcc ipt系统的恒流输出特性，图4中的(b)中各补偿网络的元器件需满足如式(2)所示的谐振条件，其中ω0为额定工作角频率。
24.(2)(3)ω为系统角频率，l1为原边侧串联补偿电感，r
l1
为l1的杂散电阻，c1为原边侧并联补偿电容，r
c1
为c1的杂散电阻，c
p
为原边侧串联补偿电容，r
cp
为c
p
的杂散电阻，l
p
为原边侧线圈电感，r
lp
为l
p
的杂散电阻，ls为副边侧线圈电感，r
ls
为ls的杂散电阻，cs为副边侧串联补偿电容，r
cs
为cs的杂散电阻，c2为副边侧并联补偿电容，r
c2
为c2的杂散电阻，l2为原边侧串联补偿电感，r
l2
为l2的杂散电阻。根据图4所示电路图，结合电路原理，得副边侧线圈后端等效阻抗zs表达式如式(4),(4)其中，其中，，j表示复数虚部，ω为系统角频率。
25.因此，反射阻抗zr可表示为式(5),(5)其中，m为原边侧线圈和副边侧线圈间的互感。
26.根据反射阻抗表达式，可得z
p
和z
in
分别满足(6)和(7)。z
p
和为根据系统电路特性所得的等效阻抗表达式，表达式中包含系统补偿元件参数、互感、等效负载。
27.(6)(7)
其中，z
lp
=jωl
p
+r
lp
，z
p
为原边侧并联电容后端的等效阻抗，r
p
为z
p
的实部，x
p
为z
p
的虚部。z
l1
=jωl1+r
l1
，z
c1
=1/(jωc1)+r
c1
。r
in
为z
in
的实部，x
in
为z
in
的虚部。
28.根据z
p
和的实部和虚部，可得等效阻抗z
p
、的阻抗模表达式、，如下式所示，式中，、分别为根据系统电路特性列写的关于、的函数表达式，该函数中为待辨识的未知变量。
29.；；；式中，，，，，，，，，，，，，，。
30.采用测量模块，测得原边侧逆变器输出电流基波分量有效值i
inv_f_mea
、原边侧并联补偿电容电压基波分量有效值u
c1_f_mea
、原边侧线圈电流有效值i
p_mea
。根据已知的，和测量的i
inv_f_mea
、u
c1_f_mea
、i
p_mea
，经计算可测得系统运行时的实际的等效阻抗模值、，其中，。理论上，根据测量值计算的与根据系统电路特性列写的是相等的；同样，根据测量值计算的与根据系统电路特性列写的是相等的。因此，综上，将等同于，将等同于，可得关于待辨识未知量的双阻抗模方程组，如式(8)：
31.对式(8.1)进行变形，得未知量m关于r
l
的表达式如式(9)，(9)将式(9)代入式(8.2)，得z
in
的阻抗模关于未知量r
l
和|z
p_mea
|的方程，如式(10)所示。
32.(10)、均表示函数。
33.利用基于自适应滤波器的lms算法对隐函数方程组(8)进行迭代计算，以跟踪逼近待辨识参数m和r
l
。包括步骤：
设置r
l
的迭代初始值；r
l
的迭代满足，为r
l
的第n+1次迭代值，为r
l
的第n次迭代值，表示迭代步长，是关于的函数，，，是关于的函数，，当与z
in
的迭代值的差小于预设阈值，迭代结束。
34.其算法具体实现流程如表1所示。
35.表1
36.将测量值i
inv_f_mea
、u
c1_f_mea
、i
p_mea
代入表1，执行表1所述迭代计算过程后，得参数m和r
l
的辨识结果分别为m
iden
和r
l_iden
。
37.将电池充电电压记为u
bat
，将电池充电电流记为i
bat
，根据ipt系统的等效电路确定re、le、u
bat
、i
bat
的计算公式，根据m
iden
、r
l_iden
计算得到re、le、u
bat
和i
bat
的辨识值，将re的辨识值记为r
e_iden
，将le的辨识值记为l
e_iden
，将u
bat
的辨识值记为u
bat_iden
，将i
bat
的辨识值记为i
bat_iden
。
38.re、le的计算公式为式(3)，将r
l_iden
代入式(3),得整流器等效阻抗的辨识结果分别为r
e_iden
、l
e_iden
。
39.u
bat
、i
bat
的计算公式为式(11)(12)(13)，将辨识结果m
iden
、r
l_iden
、r
e_iden
、l
e_iden
代入式(11)(12)(13),(11)
(12)(13)其中，为副边侧线圈后端的等效阻抗的阻抗模，i
s_iden
为副边侧线圈电流有效值，i
rec_f
为整流器前端电流基波分量有效值，u
rec_f
为整流器前端电压基波分量有效值，z
e_iden
为ze的辨识值。至此，根据上述基于双阻抗模的多参数联合实时辨识法，便可得包含参数m、r
l
、re、le、u
bat
和i
bat
所对应的辨识结果m
iden
、r
l_iden
、r
e_iden
、l
e_iden
、u
bat_iden
和i
bat_iden
。
40.（2）基于导通角快速计算的控制策略得到上述参数辨识结果后，再对图4进行kvl（基尔霍夫电压定律）分析，此时电路中各电压和电流之间的关系满足式(14)，其中，z
l1
=jωl1+ r
l1
、z
c1
=1/(jωc1)+r
c1
、z
cp
=1/(jωc
p
)+r
cp
、z
lp
=jωl
p
+ r
lp
、zm=jωm
iden
，z
ls
=jωls+ r
ls
、z
cs
=1/(jωcs)+r
cs
、z
c2
=1/(jωc2)+r
c2
、z
l2
=jωl2+ r
l2
、z
e_iden
=jωl
e_iden
+ r
e_iden
。
41.(14)对式(14)进行变形得式(15)，其中，，，，由于ze的辨识值已知为z
e_iden
，，i
inv_f
为逆变器输出电流基波分量，u
inv_f
为逆变器输出电压基波分量，i
p
为原边线圈电流，is为副边边线圈电流，i
rec_f
为整流器前端输入电流基波分量。
42.结合式(1)和式(15)，并进行变形后的式(16)，u
dc
为逆变器直流输入电压。进一步对式(16)进行简化，得整流器前端电流基波分量瞬时值i
rec_f
关于各辨识结果和系统已知参数的方程，如式(17)所示。相对应的，式(18)为电流i
rec_f
关于有效值的表达式。
43.再结合辨识结果z
e_iden
=jωl
e_iden
+ r
e_iden
，得整流器前端电压基波分量有效值求解公式如式(19)，式中u
rec_f
为整流器前端输入电压基波分量有效值，i
rec_f
为整流器前端电流基波分量有效值，|z
e_iden
|为阻抗z
e_iden
的模值，α为系统导通角。
44.(19)此时，电池电压u
bat
和电池电流i
bat
与系统已知参数及辨识结果m
iden
、r
l_iden
、r
e_iden
、l
e_iden
之间满足式(20)。
45.(20)假设所需要的电池电压u
bat
为目标参考输出电压u
bat_ref
，则此时可结合式(18)、式(19)和式(20)求得在目标输出电压u
bat_ref
情况下的如式(21)，再对式(21)进行化简，得需要保持目标输出电压u
bat_ref
所对应的目标导通角的表达式为式(22)。
46.(21)(22)同样的道理，可以得到需要保持目标输出电流i
bat_ref
所对应的目标导通角的表达式为式(23)。
47.(23)其中，
=，也就是说，当已知辨识结果m
iden
、r
l_iden
、r
e_iden
、l
e_iden
及恒压目标输出电压u
bat_ref
的情况下，将这些量代入式(22)即可得到需要保持目标输出电压u
bat_ref
输出控制时所需的逆变器导通角；相对应的，当已知辨识结果m
iden
、r
l_iden
、r
e_iden
、l
e_iden
及恒流目标输出电流i
bat_ref
的情况下，将这些量代入式(23)即可得到需要保持恒压i
bat_ref
输出控制时所需的逆变器导通角。最后，将所计算的或者用作产生驱动信号的指令信号，即可控制ipt系统的恒压或者恒流输出控制。整个控制过程不需要控制器的设计和调节。
48.总结上述基于双阻抗模约束的多参数联合实时辨识及基于导通角快速计算的控制策略，将其运用至ipt系统实现恒压(cv)/恒流(cc)控制时，其具体流程如图5所示。具体步骤如下：首先，根据测量值进行多参数辨识；然后，判断ipt系统处于恒压充电阶段还是恒流充电段，具体是：若u
bat_iden＜ubat_ref
，则判断为恒流充电阶段，否则为恒压充电阶段；如果处于恒压充电阶段（cv），则将辨识结果和目标输出电压代入式(22)求得对应的恒压输出目标导通角，根据的取值生成控制逆变器的控制信号，使得逆变器的导通角保持为；如果处于恒流充电阶段（cc），则将辨识结果和目标输出电流代入式(23)求得对应的恒流输出目标导通角，根据的取值生成控制逆变器的控制信号，使得逆变器的导通角保持为；即驱动电路根据或者产生cv或cc输出控制的驱动信号，控制逆变器的输出电压，从而达到对ipt系统的恒压恒流输出控制。
49.（3）仿真与实验验证对上述方法进行仿真和实验验证，所搭建的仿真和实验平台对应的系统参数如表2所示。
50.表2系统参数
51.设置cv充电阶段的参考目标输出电压为360v，cc充电阶段的参考目标输出电流为10a。采用上述方法进行仿真，得仿真系统的恒压阶段实际输出电压和恒流实际电流，分别
如图6、图7所示。从图中可以看到，采用所述方法，不管在cv充电阶段还是cc充电阶段，都能维持在目标输出电压或目标输出电流的附近，只有较小的输出误差。
52.分别对恒压充电阶段实现恒压360v输出、恒流充电阶段实现恒流10a输出进行实验。根据实验结果可知，在负载发生突变后，采用所述方法进行恒压控制，其动态响应时间为8ms左右，超调量最大为6.66%。当互感发生连续变化时，采用所述方法保持恒流10a输出控制，输出电流相对稳定，只有较小的波动。说明，所述参数辨识方法具有较好的实时性和准确性，所述基于导通角快速计算的控制策略能抗扰动能力强、动态响应速度快、且不需要无线通信模块和控制器的参数。
53.本发明实施例的一种ipt系统的多参数联合辨识控制方法，所述ipt系统包括逆变器、原边侧补偿网络、原边侧线圈、副边侧线圈、副边侧补偿网络和整流器，所述原边侧补偿网络包括原边侧并联补偿电容，所述方法包括步骤：确定所述逆变器输出电压基波分量瞬时值，测量所述逆变器输出电流基波分量有效值i
inv_f_mea
、所述原边侧并联补偿电容电压基波分量有效值u
c1_f_mea
和所述原边侧线圈电流有效值i
p_mea
；根据ipt系统等效电路确定和的表达式，z
p
为所述原边侧并联补偿电容后端的等效阻抗，z
in
为ipt系统输入等效阻抗，为z
p
的模，为z
in
的模，和的表达式是关于待辨识参数的函数，为ipt系统的等效负载，m为所述原边侧线圈和所述副边侧线圈间的互感；根据i
inv_f_mea
、计算得到，根据u
c1_f_mea
和i
p_mea
计算得到，将等同于，将等同于，得到关于待辨识参数的双阻抗模方程组；采用基于自适应滤波器的lms算法对双阻抗模方程组进行迭代计算，将迭代结束时m和r
l
的取值作为其辨识值，将m的辨识值记为m
iden
，将r
l
的辨识值记为r
l_iden
；将r
l
等效为等效电阻re和等效电感le的串联，将电池充电电压记为u
bat
，将电池充电电流记为i
bat
，根据ipt系统的等效电路确定re、le、u
bat
、i
bat
的计算公式，根据m
iden
、r
l_iden
计算得到re、le、u
bat
和i
bat
的辨识值。
54.ipt系统的多参数联合辨识控制方法的实现原理、技术效果与上述ipt系统相同，此处不再赘述。
55.必须说明的是，上述任一实施例中，方法并不必然按照序号顺序依次执行，只要从执行逻辑中不能推定必然按某一顺序执行，则意味着可以以其他任何可能的顺序执行。
56.本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

技术特征：
1.一种ipt系统，其特征在于，包括逆变器、原边侧补偿网络、原边侧线圈、副边侧线圈、副边侧补偿网络、整流器和参数辨识模块，所述原边侧补偿网络包括原边侧并联补偿电容，所述参数辨识模块用于实现步骤：确定所述逆变器输出电压基波分量瞬时值，测量所述逆变器输出电流基波分量有效值i
inv_f_mea
、所述原边侧并联补偿电容电压基波分量有效值u
c1_f_mea
和所述原边侧线圈电流有效值i
p_mea
；根据ipt系统等效电路确定和的表达式，z
p
为所述原边侧并联补偿电容后端的等效阻抗，z
in
为ipt系统输入等效阻抗，为z
p
的模，为z
in
的模，和的表达式是关于待辨识参数的函数，为ipt系统的等效负载，m为所述原边侧线圈和所述副边侧线圈间的互感；根据i
inv_f_mea
、计算得到，根据u
c1_f_mea
和i
p_mea
计算得到，将等同于，将等同于，得到关于待辨识参数的双阻抗模方程组；采用基于自适应滤波器的lms算法对双阻抗模方程组进行迭代计算，将迭代结束时m和r
l
的取值作为其辨识值，将m的辨识值记为m
iden
，将r
l
的辨识值记为r
l_iden
；将r
l
等效为等效电阻r
e
和等效电感l
e
的串联，将电池充电电压记为u
bat
，将电池充电电流记为i
bat
，根据ipt系统的等效电路确定r
e
、l
e
、u
bat
、i
bat
的计算公式，根据m
iden
、r
l_iden
计算得到 r
e
、l
e
、u
bat
和i
bat
的辨识值。2.如权利要求1所述的ipt系统，其特征在于，所述采用基于自适应滤波器的lms算法对所述方程组进行迭代计算包括步骤：设置r
l
的迭代初始值；r
l
的迭代满足，为r
l
的第n+1次迭代值，为r
l
的第n次迭代值，，，，当与z
in
的迭代值的差小于预设阈值，迭代结束。3.如权利要求1所述的ipt系统，其特征在于，。4.如权利要求1所述的ipt系统，其特征在于，。5.如权利要求1所述的ipt系统，其特征在于，还包括充电控制模块，所述充电控制模块用于实现步骤：根据ipt系统的等效电路分别确定恒压充电阶段目标导通角的计算公式、恒流充电阶段目标导通角的计算公式；根据u
bat
的辨识值和恒压充电阶段的目标输出电压判断ipt系统处于恒压充电阶段还是恒流充电阶段；如果处于恒压充电阶段，则将辨识值和所述目标输出电压代入的计算公式计算
的取值，根据的取值生成控制所述逆变器的控制信号，使得所述逆变器的导通角保持为；如果处于恒流充电阶段，则将辨识值和恒流充电阶段的目标输出电流代入的计算公式计算的取值，根据的取值生成控制所述逆变器的控制信号，使得所述逆变器的导通角保持为。6.如权利要求5所述的ipt系统，其特征在于，所述ipt系统为双边lcc型ipt系统，所述原边侧补偿网络还包括原边侧串联补偿电容和原边侧串联补偿电感，所述副边侧补偿网络包括副边侧串联补偿电感、副边侧串联补偿电容和副边侧并联补偿电容，和的计算公式为：，，z
e_iden =jωl
e_iden
+ r
e_iden ，=，，，，，z
l1
=jωl1+ r
l1
，z
c1
=1/(jωc1) +r
c1 ，z
cp
=1/(jωc
p
) +r
cp ，z
lp
=jωl
p
+ r
lp ，z
m
=jωm
iden ，z
ls
=jωl
s
+ r
ls ，z
cs
=1/(jωc
s
) +r
cs ，z
c2
=1/(jωc2) +r
c2 ，z
l2
=jωl2+ r
l2 ，z
e_iden =jωl
e_iden
+ r
e_iden ，其中，r
e_iden
为r
e
的辨识值，l
e_iden
为l
e
的辨识值，u
bat_ref 为所述目标输出电压，i
bat_ref 为所述目标输出电流，u
dc
为输入所述逆变器的直流电源电压，j表示复数虚部，ω为系统角频率，l1为所述原边侧串联补偿电感，r
l1
为l1的杂散电阻，c1为所述原边侧并联补偿电容，r
c1
为c1的杂散电阻，c
p
为所述原边侧串联补偿电容，r
cp
为c
p
的杂散电阻，l
p
为原边侧线圈电感，r
lp 为l
p
的杂散电阻，l
s
为副边侧线圈电感，r
ls 为l
s
的杂散电阻，c
s
为所述副边侧串联补偿电容，r
cs
为c
s
的杂散电阻，c2为所述副边侧并联补偿电容，r
c2
为c2的杂散电阻，l2为所述原
边侧串联补偿电感，r
l2 为l2的杂散电阻。7.如权利要求5所述的ipt系统，其特征在于，所述根据u
bat
的辨识值和目标输出电压判断ipt系统处于恒压充电阶段还是恒流充电阶段，包括步骤：将u
bat
的辨识值记为u
bat_iden
，将所述目标输出电压记为u
bat_ref ，若u
bat_iden＜
u
bat_ref ，则判断为恒流充电阶段，否则为恒压充电阶段。8.一种ipt系统的多参数联合辨识控制方法，其特征在于，所述ipt系统包括逆变器、原边侧补偿网络、原边侧线圈、副边侧线圈、副边侧补偿网络和整流器，所述原边侧补偿网络包括原边侧并联补偿电容，所述方法包括步骤：确定所述逆变器输出电压基波分量瞬时值，测量所述逆变器输出电流基波分量有效值i
inv_f_mea
、所述原边侧并联补偿电容电压基波分量有效值u
c1_f_mea
和所述原边侧线圈电流有效值i
p_mea
；根据ipt系统等效电路确定和的表达式，z
p
为所述原边侧并联补偿电容后端的等效阻抗，z
in
为ipt系统输入等效阻抗，为z
p
的模，为z
in
的模，和的表达式是关于待辨识参数的函数，为ipt系统的等效负载，m为所述原边侧线圈和所述副边侧线圈间的互感；根据i
inv_f_mea
、计算得到，根据u
c1_f_mea
和i
p_mea
计算得到，将等同于，将等同于，得到关于待辨识参数的双阻抗模方程组；采用基于自适应滤波器的lms算法对双阻抗模方程组进行迭代计算，将迭代结束时m和r
l
的取值作为其辨识值，将m的辨识值记为m
iden
，将r
l
的辨识值记为r
l_iden
；将r
l
等效为等效电阻r
e
和等效电感l
e
的串联，将电池充电电压记为u
bat
，将电池充电电流记为i
bat
，根据ipt系统的等效电路确定r
e
、l
e
、u
bat
、i
bat
的计算公式，根据m
iden
、r
l_iden
计算得到 r
e
、l
e
、u
bat
和i
bat
的辨识值。9.如权利要求8所述的ipt系统的多参数联合辨识控制方法，其特征在于，还包括步骤：根据ipt系统的等效电路分别确定恒压充电阶段目标导通角的计算公式、恒流充电阶段目标导通角的计算公式；根据u
bat
的辨识值和恒压充电阶段的目标输出电压判断ipt系统处于恒压充电阶段还是恒流充电阶段；如果处于恒压充电阶段，则将辨识值和参考目标输出电压代入的计算公式计算的取值，根据的取值生成控制所述逆变器的控制信号，使得所述逆变器的导通角保持为；如果处于恒流充电阶段，则将辨识值和参考目标输出电压代入的计算公式计算的取值，根据的取值生成控制所述逆变器的控制信号，使得所述逆变器的导通角保持为。

技术总结
本发明公开了一种IPT系统及其多参数联合辨识控制方法。所述方法包括：测量逆变器输出电流基波分量有效值、并联补偿电容电压基波分量有效值、原边侧线圈电流有效值；构建双阻抗模方程组，采用基于自适应滤波器的LMS算法对所述双阻抗模方程组进行迭代计算，获得互感、等效负载、系统负载等效阻抗、电池充电电压和电池充电电流的辨识值；还可以基于根据上述辨识值，直接计算目标输出所对应的目标导通角，进而实现系统输出控制。本发明可适用于互感实时变化的动态充电场景，且不需要PID控制器的参与，省去了PID控制器的设计过程，节省了PID控制器调节导通角的动态调节时间。控制器调节导通角的动态调节时间。控制器调节导通角的动态调节时间。


技术研发人员：王蕾 孙盼 吴旭升 何笠 孙军 杨刚 蔡进 梁彦 荣恩国 张筱琛 沈昊旻 王乐宇
受保护的技术使用者：中国人民解放军海军工程大学
技术研发日：2023.08.09
技术公布日：2023/9/14