一种五电平逆变器抑制共模电流和降低损耗的方法

1.本发明属于电力电子技术领域，具体涉及一种五电平逆变器抑制共模电流和降低损耗的方法。


背景技术：

2.现如今，应国家电力变换技术发展的战略要求，中压大功率电力电子设备应用越来越广泛。在中压大功率场合，因传统硅基全控型功率半导体的耐压等级比较低，采用传统的两电平拓扑的功率变换器的往往无法满足要求。因此，多电平技术应运而生。
3.与两电平逆变器相比，anpc五电平逆变器具有耐高压、低emi、低输出thd、低开关应力等优点，在中压电机驱动系统中广泛应用。但在实际应用中，anpc五电平逆变器三相输出会产生一系列不等宽、周期性变化的脉冲电压，脉冲电压之和并不为零，会在电机定子公共点与轴承之间产生共模电压(cmv)，会在电机轴承上产生轴电流。而且当anpc五电平逆变器工作在高的开关频率或高功率应用时，功率器件开关损耗严重变大，损耗的增加降低了系统的效率，增加了系统的散热要求，反过来又增加了系统的体积。此外，五电平逆变器两个直流电容器参数不一致会引起中点电位偏移，从而增加逆变器输出低次谐波含量，严重时会导致开关器件过压，损坏开关器件。同时，五电平逆变器的飞跨电容电压也需要进行平衡控制。所以有必要抑制五电平anpc逆变器的共模电压，降低其开关损耗，同时对其直流侧中点电位和飞跨电容电压进行控制。
4.现有的共模电流抑制策略可以分为硬件抑制方法和软件抑制方法。硬件方法通常通过改变五电平逆变器的拓扑结构或者优化滤波方案来抑制共模电流，但是这种方法会带来额外的硬件投入而且通用性比较差。软件抑制方法通过优化或者调整策略来限制共模电压和降低损耗，不需要增加额外的硬件，也不需要重新设计拓扑，所以成本比较低而且易于实现和优化。但是现有的软件抑制方法主要存在以下两方面缺陷：
5.(1)为了消除共模电流限制了矢量共模电压的大小从而舍弃了大部分的有效矢量，虽然可以完全消除共模电流但是因为有效矢量的缺失导致了直流侧的电压利用率较低、输出电压thd较大且开关损耗相比于传统控制方法的开关损耗有大幅度的增加。
6.(2)考虑降低开关损耗的调制算法没有考虑到共模电流的抑制，考虑到共模电流抑制的调制算法没有考虑到开关损耗的降低。


技术实现要素：

7.本发明的目的在于克服上述不足，提供一种五电平逆变器抑制共模电流和降低损耗的方法，通过限制电流最大相的开关动作来降低开关损耗，这使得该方法在抑制共模电流的同时具有良好的损耗降低效果。
8.为了达到上述目的，一种五电平逆变器抑制共模电流的方法，包括：
9.采集三相五电平anpc逆变器负载公共点n和直流侧中点o的电压，作为共模电压u
no
；
10.根据共模电压u
no
得到三相五电平anpc逆变器的三相开关的共模电压值；
11.通过调整三相五电平anpc逆变器的中所有开关的状态，降低共模电压值的阶跃变化，从而抑制三相五电平anpc逆变器的共模电流。
12.降低共模电压值的阶跃变化时，将单位开关周期内的共模电压变化范围控制在
±
1/12u
dc
。
13.共模电压u
no
用开关函数sj表示如下：
[0014][0015]
其中，u
ao
、u
bo
和u
co
分别为三相电压，u
dc
为直流母线电压，sa、sb和sc分别为三相开关。
[0016]
当具有c相不动作序列时，保持c相开关不动作能够抑制共模电流。
[0017]
当b相开关不发生动作，而单位功率因数下其他扇区中b相都并非为电流最大的那一相，保持b相开关不动作能够抑制共模电流。
[0018]
一种五电平逆变器降低损耗的方法，包括：
[0019]
预设飞跨电容电压阈值δv
f_th
和中点电位电压阈值δv
o_th
；
[0020]
当三相五电平anpc逆变器中的飞跨电容电压偏差δv
fj
和中点电位偏差δvo分别在跨电容电压阈值阈值δv
f_th
和中点电位电压阈值δv
o_th
内，且三相五电平anpc逆变器的输出电平状态为-1或1时，保持当前开关状态；
[0021]
当飞跨电容电压偏差δv
fj
在飞跨电容电压阈值δv
f_th
内时，中点电位偏差δvo超出中点电位电压阈值δv
o_th
，通过中点电位控制信号对输出电平状态为-1或1时的冗余开关状态进行选取，以使中点电位趋于平衡；
[0022]
当飞跨电容电压偏差δv
fj
超出飞跨电容电压阈值δv
f_th
，通过飞跨电容电压控制信号对开关状态进行选取，以使飞跨电容电压趋于平衡。
[0023]
在某一开关状态下，三相五电平anpc逆变器的中点电流有着与逆变器输出电流相同的方向，当中点电位升高时，逆变器输出电流为正，此时电流从直流侧中点流出，能够降低中点电位；
[0024]
当中点电位降低时，逆变器输出电流为负，电流从直流侧中点流入，升高中点电位，能够平衡中点电位。
[0025]
与现有技术相比，本发明将所有的调制序列中将cmv的变化进行限制，因此，在某些序列中也可以使用有着更高共模电压的矢量，以帮助减少损耗，同时保持共模电流可以得到很好的抑制。此外，由于anpc五电平的每个相位都有冗余的开关状态，通过选择这些冗余开关状态可以有效地平衡中点电位和飞跨电容器电压。与传统的空间电压矢量调制方法相比，本发明有效地抑制了共模电流，降低了损耗。实验结果表明，该发明在抑制共模电流和保持良好的电容电压控制的同时，可以很好地降低损耗。本发明通过限制电流最大相的开关动作来降低开关损耗，这使得该方法在抑制共模电流的同时具有良好的损耗降低效果。
[0026]
本发明使用的电流最大相不动作降低损耗的方法不仅使用于单位功率因数工况，而且适用于非单位功率应数工况，损耗降低调制方法适用于多种工况。
附图说明
[0027]
图1为阻感性负载三相五电平anpc逆变器拓扑。
[0028]
图2为降损与共模电流抑制协同控制空间矢量图。
[0029]
图3为损耗降低与共模电流抑制协同控制调制策略扇区i空间矢量图。
[0030]
图4(a)为d3区域的开关序列1abc三相电平变化情况和该开关序列共模电压变化情况；图4(b)为d3区域的开关序列2abc三相电平变化情况和该开关序列共模电压变化情况；图4(c)为d3区域的开关序列3abc三相电平变化情况和该开关序列共模电压变化情况；图4(d)为d4区域的开关序列3abc三相电平变化情况和该开关序列共模电压变化情况；图4(e)为d5区域的开关序列1abc三相电平变化情况和该开关序列共模电压变化情况；。
[0031]
图5(a)为d1区域的开关序列abc三相电平变化情况和该开关序列共模电压变化情况；图5(b)为d2区域的开关序列abc三相电平变化情况和该开关序列共模电压变化情况。
[0032]
图6(a)为d11区域的开关序列abc三相电平变化情况和该开关序列共模电压变化情况；图6(b)为d12区域的开关序列abc三相电平变化情况和该开关序列共模电压变化情况。
[0033]
图7(a)为开关状态是v2时的电流通路；图7(b)为开关状态是v3时的电流通路；图7(c)为开关状态是v6时的电流通路；图7(d)为开关状态是v7时的电流通路
[0034]
图8为损耗降低，中点电位与飞跨电容电压平衡解耦控制流程图。
[0035]
图9为逆变器实验输出电压和电流波形图。
[0036]
图10为负载上的电压电流波形图。
[0037]
图11为逆变器直流侧两个电容的电压波形图。
[0038]
图12为逆变器飞跨电容电压波形图。
[0039]
图13为逆变器输出的共模电压波形图。
[0040]
图14为逆变器输出的共模电流波形图。
[0041]
图15为三相电流最大相标志abc的变化波形图。
[0042]
图16为a相电流最大时开关不动作情况的开关序列图。
具体实施方式
[0043]
下面结合附图对本发明做进一步说明。
[0044]
一种五电平逆变器抑制共模电流的方法，包括：
[0045]
采集三相五电平anpc逆变器负载公共点n和直流侧中点o的电压，作为共模电压u
no
；
[0046]
根据共模电压u
no
得到三相五电平anpc逆变器的三相开关的共模电压值；
[0047]
通过调整三相五电平anpc逆变器的中所有开关的状态，降低共模电压值的阶跃变化，从而抑制三相五电平anpc逆变器的共模电流。
[0048]
一种五电平逆变器降低损耗的方法，包括：
[0049]
预设飞跨电容电压阈值δv
f_th
和中点电位电压阈值δv
o_th
；
[0050]
当三相五电平anpc逆变器中的飞跨电容电压偏差δv
fj
和中点电位偏差δvo分别在跨电容电压阈值阈值δv
f_th
和中点电位电压阈值δv
o_th
内，且三相五电平anpc逆变器的输出电平状态为-1或1时，保持当前开关状态；
[0051]
当飞跨电容电压偏差δv
fj
在飞跨电容电压阈值δv
f_th
内时，中点电位偏差δvo超出中点电位电压阈值δv
o_th
，通过中点电位控制信号对输出电平状态为-1或1时的冗余开关状态进行选取，以使中点电位趋于平衡；
[0052]
当飞跨电容电压偏差δv
fj
超出飞跨电容电压阈值δv
f_th
，通过飞跨电容电压控制信号对开关状态进行选取，以使飞跨电容电压趋于平衡。
[0053]
五电平anpc逆变器的拓扑结构如图1所示。上、下电容器c1、c2串联在直流母线上，分别承担直流母线电压的一半，即u
dc
/2。逆变器输出五电平，无需交流侧飞电容器c
fj
(j＝a,b,c)，电压需要控制在u
dc
/4。五电平anpc逆变器每相有8个开关，分别为s
j1
、s
j2
、s
j3
、s
j4
、s
j5
、s
j6
、s
j7
和s
j8
(j＝a、b、c)。其中，s
j1
、s
j2
、s
j3
、s
j4
的开断频率与逆变器输出电压的基频一致，我们称之为低频开关管。逆变器的五电平输出得益于开关管s
j5
、s
j6
、s
j7
和s
j8
的高频开断，我们称之为高频开关管。用v1、v2、v3、v4、v5、v6、v7和v8分别表示逆变器各相位的8种开关状态，输出5个电平，分别为-u
dc
/2、-u
dc
/4、0、u
dc
/4和u
dc
/2，输出状态分别记为-2、-1、0、1和2，逆变器的中点电流定义为i
oj
，ac测量的输出电流为ij，流过飞跨电容器的电流为i
fj
，逆变器的每相都连接到直流侧中点之间的电压为uj，其具体情况如表1所示。
[0054]
表1五电平anpc逆变器开关状态
[0055][0056]
根据基尔霍夫电压定律(kvl)，三相电压可以表示为：
[0057][0058]
r、l为阻性负载和感性负载；ia、ib、ic为逆变器输出电流；u
ao
、u
bo
、u
co
为逆变器输出侧a、b、c至直流侧中点o之间的电压；u
no
为负载公共点n与直流侧中点o之间的电压，即共模电压(cmv)。
[0059]
在三相三线对称系统中，有：
[0060]
ia+ib+ic＝0
ꢀꢀ
(2)
[0061]
将式(1)和(2)相加，有：
[0062][0063]
同时：
[0064][0065]
由以上分析可知，共模电压u
no
是共模回路中的唯一激励源，共模漏电流i
cm
由共模电压表示。
[0066]
开关函数sa、sb、sc用于表示每个电桥的状态，定义为
[0067][0068]
从(3)式可以推出共模电压也可以用开关函数sj表示：
[0069][0070]
通过式(6)可以计算出所有开关状态的共模电压值，5l-anpc的共模电压从-u
dc
/2变化到u
dc
/2，阶跃变化为u
dc
/12。从式(6)可以看出，共模电压u
cm
受三相开关状态的影响。在pwm调制方法下，瞬时相电压随开关状态不断变化。因此，应从选择三相开关状态的角度来控制共模电压抑制共模电流。
[0071]
本技术提出的损耗降低和共模电流抑制调制策略不是仅使用低共模电压矢量的传统调制策略，而是在单位开关周期内抑制开关序列共模电压的幅度变化。仅使用低共模电压矢量的抑制策略通常无法考虑开关损耗的减少，因为这些策略缺乏必要的冗余开关状态，无法实现单相开关不动作。降低开关损耗可以通过减少开关动作次数来实现，最有效的方法是降低电流最大相开关的动作次数。降损与漏电流抑制协同调制策略有四个需要控制的目标，分别是损耗降低，共模电流抑制，中点电位控制，飞跨电容电压平衡控制。为实现上面所述的四个目标实现控制，现对五电平空间矢量图进行如图2中扇区i所示的分区处理。图3为共模电流抑制和损耗降低协调调制策略的大扇区i的空间矢量图。大扇区i分为48个子扇区。
[0072]
现以扇区i中外圈区域对降损与共模电流抑制协同控制方法进行详细分析。因对称性关系，现仅以小扇区d1，d2，d3，d4，d5，d
11
，d
12
对所提控制策略进行详细的讨论，其他区域具体的调制序列详见表2～5。
[0073]
表2d1，d2，d3，d4和d5等扇区开关调制序列
[0074][0075][0076]
表3d
23
，d
24
，
…
，d
29
等扇区开关调制序列
[0077][0078]
表4d
37
，d
38
，
…
，d
41
等扇区开关调制序列
[0079][0080]
表5d
47
扇区开关调制序列
[0081]
[0082]
1)d3，d4，d5扇区：能够实现任意相电流最大开关的不动作以降低损耗，而共模电压的变化范围则确保在单位开关周期内为1/12u
dc
。
[0083]
考虑到非单位功率因数的情况，在d3，d4，d5扇区都设置了三组不同的调制序列来分别实现a、b或c相的开关管的不动作，如表6所示。其中，序列1、2和3分别对应着c相、b相和a相开关的不动作。例如，在d3扇区，c相开关不动作序列为(1-1-2)-(1-2-2)-(2-2-2)-(1-2-2)-(1-1-2)，不难看出，此时开关周期内c相开关状态始终保持为
‘‑2’
状态，c相开关管不动作，损耗得到了降低。与序列1类似，序列2和序列3则分别对应着b相开关状态保持着
‘‑1’
状态和c相开关状态保持着
‘2’
状态。值得注意的是，d4和d5扇区的开关不动作序列与d3扇区及彼此之间并不完全一样。在d4扇区，a相开关不动作序列为(2-1-1)-(2-1-2)-(20-2)-(2-1-2)-(2-1-1)，而其他两相不动作序列与d3扇区一致；而在d5扇区，c相开关不动作序列为(1-1-2)-(2-1-2)-(2-2-2)-(2-1-2)-(1-1-2)，其他两相不动作序列与d4扇区一致。
[0084]
表6d3，d4和d5扇区开关调制序列
[0085][0086]
对于共模电流抑制的控制目标，实现原则为将单位开关周期内的共模电压变化范围控制在
±
1/12u
dc
之内。将d3，d4，d5扇区中各序列的开关状态和共模电压的变化在图4中进行表示，可以发现，每一个序列的共模电压的变化范围都控制在了δ1/12u
dc
。
[0087]
2)d1，d2扇区：能够实现某一相电流的不动作以降低损耗，共模电压的变化范围则确保在单位开关周期内为1/12u
dc
。
[0088]
与d3，d4，d5扇区不同，因为要把共模电压幅值的变化控制在δ1/12u
dc
，在d1和d2扇区并不能根据电流最大相的不同而选择相应的最大电流相，而仅仅只能实现某一固定相的开关不动作。因此，根据“最近三矢量”规则调制的序列(2-1-1)-(2-1-2)-(2-2-2)-(2-1-2)-(2-1-1)，虽能实现a相开关不动作，但矢量状态(2-1-1)引入的共模电压为0，(2-1-2)引入的共模电压为-1/12u
dc
，(2-2-2)引入的共模电压为-2/12u
dc
，此调制序列会致使共模电压的变化为2/12u
dc
，这是不允许的。如表7中所示，d1和d2扇区中为c相不动作序列，而单位功率因数下此区域c相并非电流最大相，因此保持c相开关不动作并不能最大程度的降低损耗，但其是在抑制共模电流条件下的最优选择。d1和d2扇区具体的调制区域，即参与调制的三矢量顶点所在三角形分别是如图3中包含d1的钝角等腰三角形和包含d1的钝角等腰三角
形。
[0089]
d1和d2扇区中的开关调制序列和共模电压变化的情况如图5所示，可以看出d1和d2扇区中序列的共模电压的变化范围都控制在了δ1/12u
dc
内。
[0090]
3)d
11
，d
12
扇区：能够实现某一相电流的不动作以降低损耗，共模电压的变化范围则确保在单位开关周期内为1/12u
dc
。
[0091]
与d1，d2扇区一样，因为要把共模电压幅值的变化控制在δ1/12u
dc
，在d
11
和d
12
扇区并不能根据电流最大相的不同而选择相应的最大电流相，而仅仅只能实现某一固定相的开关不发生动作。d
11
和d
12
扇区具体的调制区域，即参与调制的三矢量顶点所在区域分别是图3中的两个钝角三角形。此两扇区中具体的调制序列如表7中所示，可以看出，d
11
和d
12
扇区中为b相开关不发生动作，而单位功率因数下d
11
和d
12
扇区中b相都并非为电流最大的那一相，因此保持b相开关不动作并不能最大程度的降低逆变器系统的损耗，但其是在抑制共模电流条件下的最优选择。
[0092]
表7d11和d12扇区开关调制序列
[0093][0094]d11
和d
12
扇区中的开关调制序列和共模电压变化的情况如图6所示，可以看出d
11
和d
12
扇区中序列的共模电压的变化范围都控制在了δ1/12u
dc
内。
[0095]
对于损耗降低与共模电压抑制协同控制调制策略中的中点电位控制，现给出五电平anpc逆变器开关状态中的v2、v3、v6和v7下的电流流通路径图，如图7所示。在影响飞跨电容器电压的四种开关状态中，v3和v6的开关状态不仅允许电流流过飞跨电容器，而且还允许电流流过直流侧的中点。因此，这两种开关状态也会对中点电位产生影响，因此可以控制中点电位。现以输出电平为-1时的v2、v3开关状态为例给出中点电位控制的方法。开关状态v3下的中点电流有着与逆变器输出电流相同的方向，当中点电位升高时，逆变器输出电流为正，此时电流从直流侧中点流出，可降低中点电位，达到平衡中点电位的目的；当中点电位降低时，逆变器输出电流为负，电流从直流侧中点流入，可升高中点电位，达到平衡中点电位的目的。中点电位升高，逆变器输出电流为负；中点电位降低，逆变器输出电流为正，这两种情况下开关状态v3是加重中点电位的不平衡的，所以此时选取对中点电位没有影响的v2开关状态。开关状态v6和v7的选取与上述v3，v6的选取类似，不再赘述。
[0096]
为了便于表达，浮动电容器的电压控制信号定义为：
[0097]
sig_flyj＝δv
fj
·
ij(j＝a,b,c)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(7)
[0098]
其中，δv
fj
是np电压的波动量，i
j*
是逆变器输出电流。
[0099]
np电压控制信号定义为：
[0100][0101]
式中，δvo为中点电位偏差量，为逆变器输出参考电压。
[0102]
从以上分析可以看出，可以通过选择开关状态v2、v3和v6、v7来平衡np电压和飞跨电容器电压，具体选择如表8所示。
[0103]
表8开关状态选取
[0104][0105]
对于本发明所述的降损与共模电流抑制协同控制调制策略来说，不难发现，对于损耗降低，中点电位平衡控制和飞跨电容电压平衡控制三者之间存在着耦合情况，也就是说无法同时实现对中点电位和飞跨电容电压的控制以及开关损耗的降低，因此我们需要对这些控制目标去进行解耦控制。
[0106]
我们可以通过设定电压阈值来解决这个耦合问题。设定电压阈值δv
f_th
和δv
o_th
，当飞跨电容电压偏差δv
fj
和中点电位偏差δvo分别在所设定的阈值δv
f_th
和δv
o_th
内时，使输出电平状态为-1或1时，保持在一个特定的开关状态，而不以飞跨电容电压控制信号和中点电位控制信号对开关状态进行选取，也就是说通过降损与共模电流抑制协同控制调制策略选择降低损耗的最优开关序列，以尽可能最大限度地降低损耗。其中，在d3，d4，d5扇区能够根据逆变器系统运行的实时电流最大的相的不同而选择相应的序列来实现该相开关管的不动作，以最大程度的降低损耗；而在像d1，d2，d
11
和d
12
扇区中时，为了优先满足共模电压抑制的目标，只能实现某一固定相的开关管不动作，具体不动作相随着大扇区和小扇区的变化为变化，因这一固定相不一定是电流最大相，所以无法最大程度的进行损耗的降低，但保持单相不动作也能够在一定程度上实现逆变器系统的降损。当飞跨电容电压偏差δv
fj
在所设定的阈值δv
f_th
内时，中点电位偏差δvo超出所设定的阈值δv
o_th
，通过中点电位控制信号sig_dcj(j＝a,b,c)对输出电平状态为-1或1时的冗余开关状态进行选取，以使中点电位趋于平衡。当飞跨电容电压偏差δv
fj
超出所设定的阈值δv
f_th
，通过飞跨电容电压控制信号对开关状态进行选取，以使飞跨电容电压趋于平衡。具体协同控制流程图如图8所示。
[0107]
在三相anpc五电平逆变器实验平台上对本发明所述的共模电流抑制与降损协同控制方法进行了实验验证，本文选择的平台是一个以dsp(tms320c28346)和fpga(xc6slx25)为控制核心的anpc五电平逆变器平台。实验参数如表9所示设定的飞跨电容电压阈值δv
f_th
值为1.25v，中点电位阈值δv
o_th
值为0.25v。
[0108]
表9实验参数
[0109]
[0110][0111]
在所搭建的实验平台的软件程序中设定调制度m为0.8，从图13和图14可以看出，在协同控制策略下，虽然五电平anpc逆变器输出较大的共模电压，即
±
3/12u
dc
，但共模电流幅值约为0.1～0.2a，可以有效抑制，因此，可以验证抑制共模电流可以从限制单位开关周期内共模电压幅度的变化开始，而不是丢弃具有大共模电压幅度的电压矢量。
[0112]
图15和图16中的maxabc是带有电阻感性负载的五电平anpc逆变器实时操作中三相电流绝对值最大值的指示器。
[0113]
当maxabc值为1时，表示五电平anpc逆变器在带电阻负载的逆变器运行期间，a相电流的绝对值最大；当maxabc值为2时，表示逆变器系统b相电流的绝对值最大；当maxabc的值为3时，表示此时逆变器c相。电流的绝对值最大。从图15可以看出，maxabc可以实时精确定位逆变器系统的最大电流相位。从图16可以看出，当a相电流为最大相位时，a相开关sa保持在固定状态，并且在一定时间内不工作，因此它可以验证共模电流抑制和损耗降低协同调制策略对于降低逆变器损耗的有效性。

技术特征：
1.一种五电平逆变器抑制共模电流的方法，其特征在于，包括：采集三相五电平anpc逆变器负载公共点n和直流侧中点o的电压，作为共模电压u
no
；根据共模电压u
no
得到三相五电平anpc逆变器的三相开关的共模电压值；通过调整三相五电平anpc逆变器的中所有开关的状态，降低共模电压值的阶跃变化，从而抑制三相五电平anpc逆变器的共模电流。2.根据权利要求1所述的一种五电平逆变器抑制共模电流和降低损耗的方法，其特征在于，降低共模电压值的阶跃变化时，将单位开关周期内的共模电压变化范围控制在
±
1/12u
dc
。3.根据权利要求1所述的一种五电平逆变器抑制共模电流和降低损耗的方法，其特征在于，共模电压u
no
用开关函数s
j
表示如下：其中，u
ao
、u
bo
和u
co
分别为三相电压，u
dc
为直流母线电压，s
a
、s
b
和s
c
分别为三相开关。4.根据权利要求1所述的一种五电平逆变器抑制共模电流和降低损耗的方法，其特征在于，当具有c相不动作序列时，保持c相开关不动作能够抑制共模电流。5.根据权利要求1所述的一种五电平逆变器抑制共模电流和降低损耗的方法，其特征在于，当b相开关不发生动作，而单位功率因数下其他扇区中b相都并非为电流最大的那一相，保持b相开关不动作能够抑制共模电流。6.一种五电平逆变器降低损耗的方法，其特征在于，包括：预设飞跨电容电压阈值δv
f_th
和中点电位电压阈值δv
o_th
；当三相五电平anpc逆变器中的飞跨电容电压偏差δv
fj
和中点电位偏差δv
o
分别在跨电容电压阈值阈值δv
f_th
和中点电位电压阈值δv
o_th
内，且三相五电平anpc逆变器的输出电平状态为-1或1时，保持当前开关状态；当飞跨电容电压偏差δv
fj
在飞跨电容电压阈值δv
f_th
内时，中点电位偏差δv
o
超出中点电位电压阈值δv
o_th
，通过中点电位控制信号对输出电平状态为-1或1时的冗余开关状态进行选取，以使中点电位趋于平衡；当飞跨电容电压偏差δv
fj
超出飞跨电容电压阈值δv
f_th
，通过飞跨电容电压控制信号对开关状态进行选取，以使飞跨电容电压趋于平衡。7.根据权利要求6所述的一种五电平逆变器降低损耗的方法，其特征在于，在某一开关状态下，三相五电平anpc逆变器的中点电流有着与逆变器输出电流相同的方向，当中点电位升高时，逆变器输出电流为正，此时电流从直流侧中点流出，能够降低中点电位；当中点电位降低时，逆变器输出电流为负，电流从直流侧中点流入，升高中点电位，能够平衡中点电位。

技术总结
本发明属于电力电子技术领域，公开了一种五电平逆变器抑制共模电流和降低损耗的方法，本发明将所有的调制序列中将CMV的变化进行限制，在某些序列中也可以使用有着更高共模电压的矢量，以帮助减少损耗，同时保持共模电流可以得到很好的抑制。此外，由于ANPC五电平的每个相位都有冗余的开关状态，通过选择这些冗余开关状态可以有效地平衡中点电位和飞跨电容器电压。与传统的空间电压矢量调制方法相比，本发明抑制了共模电流，降低了损耗。实验结果表明，该发明在抑制共模电流和保持良好的电容电压控制的同时，可以很好地降低损耗。本发明通过限制电流最大相的开关动作来降低开关损耗，使该方法在抑制共模电流的同时具有良好的损耗降低效果。损耗降低效果。损耗降低效果。


技术研发人员：何英杰 梁晓东 杜昊亭
受保护的技术使用者：西安交通大学
技术研发日：2023.07.07
技术公布日：2023/9/22