高频链矩阵变换器的直接功率非线性反步控制方法

1.本发明涉及高频充放电控制技术领域，具体涉及一种高频链矩阵变换器的直接功率非线性反步控制方法。


背景技术：

2.电动汽车快速充电桩是为电池提供能量的必要设备，是电动汽车推广和应用的关键基础设施。随着新能源与电网的整合，研究满足v2g等高性能储能技术的双向变换器成为解决问题的关键。传统的电动汽车充电桩由两级拓扑结构组成，前级通常是pfc电路结构，后级为dc-dc隔离变换器，两级拓扑具有控制简单的优点。然而，直流链路薄膜电容器增加了系统体积，降低了功率密度和可靠性。因此，无直流链电容的高频链矩阵变换器(high-frequency link matrix converter，hflmc)以其高效、体积紧凑、可靠性高、寿命长和宽范围输出电压的优点，成为电动汽车充电器的首选。
3.hflmc作为一种单级电路拓扑，其交流侧连接电网，要求实现单位功率因数控制和低谐波等并网需求；对于电池侧，要求控制策略实现快速动态响应和强鲁棒性。但由于hflmc前后级电路耦合，导致系统动态性能和鲁棒性降低。国内外对双向高频链矩阵变换器的研究主要集中在调制策略和换流策略，而对闭环控制策略研究还处于初级阶段。


技术实现要素：

4.本发明所要解决的技术问题是提供一种高频链矩阵变换器的直接功率非线性反步控制方法，基于一个内环有功和无功功率回路和一个外环直流侧输出电流回路，通过调节瞬时无功功率实现了单位功率因数，所提控制策略为hflmc提供了更好的动态性能、强鲁棒性和低谐波失真率，并考虑了系统的不确定性。
5.为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：
6.高频链矩阵变换器的直接功率非线性反步控制方法，高频链矩阵变换器hflmc拓扑结构为：
7.整个系统由三相输入滤波器、3-1矩阵变换器、高频变压器及输出侧不可控桥式整流器、输出滤波器组成；其中，ei和ii为电网侧输入电压和电流，i＝a,b,c；i
ij
为3-1矩阵变换器mc的输入电流，j＝a,b,c；lf和cf分别为输入侧三相的滤波电感电容；
8.前级电路中的矩阵变换器由六只双向开关组成，每只双向开关s
xy
由两个sic-mosfet单向可控开关和反串联构成，x＝a,b,c；y＝p,n；将三相交流电压变换成正负交替的单相高频交流电压；高频变压器隔离前级和后级变换电路，同时实现升、降压变换；
9.输出侧经桥式整流器将高频交流电压转换成直流电并为电池充电，实现了单级功率转换；其中，l0和c0为输出侧低通滤波电感电容，消除直流侧电流谐波，电池并联在低通滤波电容两端；
10.直接功率非线性反步控制方法的步骤为：
11.step1、根据等效电路图和基尔霍夫电压、电流定律建立高频链矩阵变换器hflmc
在三相静止abc坐标系下的数学模型，再将交流侧三相电网电压和3-1矩阵变换器mc输入电压经park变换转换成同步旋转坐标系下的d-q分量，并计算出瞬时有功和无功功率；
12.step2、获得在电池不同工作方式下的输出电流参考值当实际充放电电流i
dc
小于最大允许充放电电流时，采用恒功率cp工作方式，此时参考值等于功率参考值p
*
除以直流侧电压vb，表示充电，反之为放电；一旦实际充放电电流i
dc
等于电池最大允许充放电电流时，则电池以最大充放电电流开始工作，此时为恒电流cc工作方式；当充电电压vb上升到一定值时，此时采用恒电压cv工作方式；
13.step3、步骤step2获得的输出电流的参考值实际测量的输出电流i
dc
和瞬时有功功率p一起作为输出电流反步控制器的输入，计算得到有功功率参考值p
*
；
14.step4、无功功率参考值q
*
和瞬时无功功率q作为无功功率反步控制器的输入，用于实现单位功率因数以及通过调节瞬时无功功率实现任意相位差控制；
15.step5、通过控制系统中两个解耦控制信号u
p
和uq，计算出控制参考电流i
dref
和i
qref
，并构造参考电流矢量，得到参考电流空间矢量的调制指数m和角度θi(i＝1,2,
…
,6)，经扇区判断得到扇区n，一起作为双极性电流空间矢量调制(bipolar current space vector modulation，bc-svm)模块的输入；
16.step6、双极性电流空间矢量调制模块生成3-1矩阵变换器mc的切换脉冲信号，驱动3-1mc的双向开关实现前后级电路的功率传输。
17.上述的step1的具体步骤为：
18.根据等效电路图和基尔霍夫电压、电流定律建立hflmc在三相静止abc坐标系下的数学模型：
[0019][0020][0021]
经过park变换，得到d-q坐标系下的数学模型：
[0022][0023]
式中，ω是网侧输入角频率；ed、eq分别为电网侧d-q轴电压；id、iq是网侧电流d-q轴分量；vd、vq是3-1矩阵变换器mc输入电压d-q轴分量；根据瞬时功率理论和等功率变换可得瞬时有功功率p和无功功率q：
[0024][0025][0026]
忽略变换器功率损耗以简化模型，在d-q坐标系中，存在ed＝em，eq＝0，em是三相电网的电压幅值，因此高频链矩阵变换器在d-q同步坐标系下有功功率和无功功率的状态空
间平均模型为：
[0027][0028][0029]
其中，u
p
和uq分别是p和q的解耦控制信号，以此实现瞬时有功功率和无功功率之间的解耦独立控制，u
p
和uq定义如下：
[0030][0031][0032]
在式(5)中，选择p和q作为系统状态变量，u
p
和uq作为控制变量，考虑电路运行过程中参数变化的干扰，式(5)可重新列写为：
[0033][0034][0035][0036]
其中，x
,
(t)＝p；xq(t)＝q；a
p
＝aq＝-2rf/lf；a
pn
和a
qn
分别是a
p
和aq的额定值，η(t)和g(t)分别是有功功率和无功功率的集总参数不确定性模型，表示为6(t)＝δa
pn
x
p
(t)和g(t)＝δa
qn
xq(t)。
[0037]
上述的双极性电流空间矢量调制过程为：
[0038]
3-1矩阵变换器mc由三相电压源供电，要求满足输入端不短路，输出端不断路；因此在任意时刻，3-1矩阵变换器mc上桥臂和下桥臂的三个双向开关应各导通一个；另一方面，根据变压器电感特性可知电流i
l
不会断续，要求至少一个开关连接到点p或点n；基于以上约束条件，定义开关函数s
xy
如下:
[0039][0040]
因此，3-1矩阵变换器mc共有九种可行的开关状态，分别为6个有效矢量和3个零矢量，如表1所示:
[0041]
表1开关状态
[0042][0043]
其中，i1～i6是有效电流矢量，i7～i9是零电流矢量；将3-1矩阵变换器mc分正负两组，当mc进行交直流变换时，其作为电流源整流器，此处mc作三相交流到单相交流的变换，采用在正负极性交替的基础上进行整流，从而产生高频交流电压；正负极性下，输入电流空间矢量具有固定方向并均匀间隔π/3rad；根据目标电流矢量i
ref
所在扇区，按照伏秒平衡的原则使用相邻两个有效矢量和以最少开关切换次数对应的一个零矢量合成i
ref
，每个开关周期ts被平均分成两部分，前半部分使用i
l
》0对应特定扇区中的空间电流矢量，开关周期后半部分使用i
l
《0对应的空间矢量；零矢量作用顺序按照通过3-1mc产生的高频交流电压中直流偏置量最小；合成公式可写为：
[0044]iref
＝d1i1+d2i2+d0i7+d3i4+d4i5+d0i7ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(10)
[0045]
各矢量作用时间公式如下
[0046][0047]
其中，θi(i＝1,2,
…
,6)是目标电流矢量i
ref
在每个扇区内与第一个有效矢量之间的夹角，θi∈[0，π/3]；m为调制系数，是输入与输出电流峰值的比值，调整m的大小可以改变占空比以调节输出电压。
[0048]
上述的高频链矩阵变换器hflmc输出侧输出电流非线性反步控制bsc方法为：
[0049]
忽略输出电容的影响，直流侧电流i
dc
和有功功率p之间的关系表示为：
[0050][0051]
直流输出控制采用pi控制策略，设置有功功率或电压的参考值为pi控制器的输出，以实现i
dc
的稳定；分为以下两步：
[0052]
首先，设计直流输出电流反步控制器来控制i
dc
，并将输出作为有功功率的参考值，定义直流输出电流的跟踪误差为值，定义直流输出电流的跟踪误差为是输出电流的参考值，δ的导数可表示为：
[0053][0054]
定义一个连续可微的lyapunov候选函数如下：
[0055][0056]
由式(14)可知，v1(0)＝0且当δ≠0时，存在v1(δ)》0，满足lyapunov候选函数的要求，因此，计算其沿系统轨迹的导数为：
[0057][0058]
引入有功功率跟踪误差：
[0059][0060]
根据式(15)，设计有功功率参考值为：
[0061][0062]
其中，k1是输出电流控制回路的增益，是正实数，联立式(15)—式(17)，整理得：
[0063][0064]
若虚拟输入δ
p
＝0，则意味控制目标δ满足即满足t
→
∞时，为了确保式(18)成立，考虑第二个控制目标要满足δ
p
的导数表示为：
[0065][0066]
设输出电流模型的控制信号u
p
采用如下形式：
[0067][0068]
其中，sgn(
·
)是符号函数，k2和ρ
p
是正实数。k2是有功功率控制回路的增益，ρ
p
是系统参数不确定性的估计值；定义第二个lyapunov复合函数为系统参数不确定性的估计值；定义第二个lyapunov复合函数为联立式(18)—(20),v2的导数表示为：
[0069][0070]
从式(21)中可以看出，只要ρ
p
》|6(t)|，便可满足且(δ,δ
p
)＝(0,0)是渐进稳定的平衡点，因此可以保证直流输出电流控制的稳定性。
[0071]
上述的高频链矩阵变换器hflmc无功功率非线性反步控制bsc方法为：
[0072]
通过功率因数补偿实现单位功率因数；该控制目标转化为对系统无功功率的控制，当q＝0时，即可实现单位功率因数；无功功率控制误差定义为其导数表示为：
[0073]
设无功功率bsc模型的控制律u
p
采用如下形式：
[0074]
uq＝-a
qn
x
q-u3δ
q-ρqsat(δq)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(22)
[0075]
其中，k3和ρq是正实数；k3是无功功率控制回路的增益，ρq是无功功率bsc模型不确定性的估计值；定义第三个lyapunov函数为其导数为：
[0076]
[0077][0078]
如果满足ρq》|η(t)|，那么将是一个负定函数；根据lyapunov稳定性定理，无功功率控制误差δq将渐近收敛至零，保证无功功率控制的稳定性；
[0079]
控制系统中两个解耦控制信号u
p
和uq分别由式(20)和式(22)获得，根据式(6)计算出控制参考电流i
dref
和i
qref
构造参考电流矢量，如式(24)所示，然后使用式(25)计算出参考电流空间矢量的调制指数和角度，最后通过svpwm单元产生切换信号：
[0080][0081][0082][0083]
本发明提供的一种高频链矩阵变换器的直接功率非线性反步控制方法，本发明具有如下有益效果：
[0084]
1.在考虑系统参数不确定的情况下，采用bs-dpc策略实现了有功功率和无功功率的解耦控制，确保了hflmc快速的动态响应性能、强鲁棒性；
[0085]
2.能够通过调节瞬时无功功率实现单位功率因数以及任意相位差控制；所提bs-dpc策略可有效降低网侧电流thd，保证了低谐波失真率；
[0086]
3.与传统两级充电拓扑相比，无直流链电容的hflmc具有高效、体积紧凑、可靠性高、寿命长和宽范围输出电压的优点。
[0087]
本发明通过建立hflmc非线性数学模型和有功、无功功率动态模型，在考虑系统不确定性情况下，引入两个解耦控制信号，分别设计直流输出电流反步控制器和无功功率反步控制器，其中，输出电流反步控制器用于输出电流i
dc
快速跟踪其参考值并输出有功功率参考值p
*
，实现对电池不同工况下输出电流参考值的快速跟踪控制；无功功率反步控制器用于实现单位功率因数以及通过调节瞬时无功功率实现任意相位差控制；然后根据李雅普诺夫稳定性理论证明了hflmc闭环系统的全局渐进稳定性。
附图说明
[0088]
下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明：
[0089]
图1为本发明高频链矩阵变换器电路结构；
[0090]
图2为hflmc等效电路图；
[0091]
图3(a)为扇区划分示意图；
[0092]
(b)为扇区ⅰ参考电流矢量合成图；
[0093]
图4为直接功率反步控制框图；
[0094]
图5为输出电流i
dc
的动态响应对比波形；
[0095]
图6为输出电流i
dc
对输出电感变化的鲁棒性；
[0096]
图7为两种控制方法下电网电流谐波分析。
具体实施方式
[0097]
以下结合附图和实施例详细说明本发明技术方案。
[0098]
如图1-7中所示，高频链矩阵变换器的直接功率非线性反步控制方法，高频链矩阵变换器hflmc拓扑结构为：
[0099]
整个系统由三相输入滤波器、3-1矩阵变换器、高频变压器及输出侧不可控桥式整流器、输出滤波器组成；其中，ei和ii为电网侧输入电压和电流，i＝a,b,c；i
ij
为3-1矩阵变换器mc的输入电流，j＝a,b,c；lf和cf分别为输入侧三相的滤波电感电容；
[0100]
前级电路中的矩阵变换器由六只双向开关组成，每只双向开关s
xy
由两个sic-mosfet单向可控开关和反串联构成，x＝a,b,c；y＝p,n；将三相交流电压变换成正负交替的单相高频交流电压；高频变压器隔离前级和后级变换电路，同时实现升、降压变换；
[0101]
输出侧经桥式整流器将高频交流电压转换成直流电并为电池充电，实现了单级功率转换；其中，l0和c0为输出侧低通滤波电感电容，消除直流侧电流谐波，电池并联在低通滤波电容两端；
[0102]
直接功率非线性反步控制方法的步骤为：
[0103]
step1、根据等效电路图和基尔霍夫电压、电流定律建立高频链矩阵变换器hflmc在三相静止abc坐标系下的数学模型，再将交流侧三相电网电压和3-1矩阵变换器mc输入电压经park变换转换成同步旋转坐标系下的d-q分量，并计算出瞬时有功和无功功率；
[0104]
step2、获得在电池不同工作方式下的输出电流参考值当实际充放电电流i
dc
小于最大允许充放电电流时，采用恒功率cp工作方式，此时参考值等于功率参考值p
*
除以直流侧电压vb，表示充电，反之为放电；一旦实际充放电电流i
dc
等于电池最大允许充放电电流时，则电池以最大充放电电流开始工作，此时为恒电流cc工作方式；当充电电压vb上升到一定值时，此时采用恒电压cv工作方式；
[0105]
step3、步骤step2获得的输出电流的参考值实际测量的输出电流i
dc
和瞬时有功功率p一起作为输出电流反步控制器的输入，计算得到有功功率参考值p
*
；step4、无功功率参考值q
*
和瞬时无功功率q作为无功功率反步控制器的输入，用于实现单位功率因数以及通过调节瞬时无功功率实现任意相位差控制；
[0106]
step5、通过控制系统中两个解耦控制信号u
p
和uq，计算出控制参考电流i
dref
和i
qref
，并构造参考电流矢量，得到参考电流空间矢量的调制指数m和角度θi(i＝1,2,
…
,6)，经扇区判断得到扇区n，一起作为双极性电流空间矢量调制(bipolar current space vector modulation，bc-svm)模块的输入；
[0107]
step6、双极性电流空间矢量调制模块生成3-1矩阵变换器mc的切换脉冲信号，驱动3-1mc的双向开关实现前后级电路的功率传输。
[0108]
上述的step1的具体步骤为：
[0109]
根据等效电路图和基尔霍夫电压、电流定律建立hflmc在三相静止abc坐标系下的数学模型：
[0110][0111][0112]
经过park变换，得到d-q坐标系下的数学模型：
[0113][0114]
式中，ω是网侧输入角频率；ed、eq分别为电网侧d-q轴电压；id、iq是网侧电流d-q轴分量；vd、vq是3-1矩阵变换器mc输入电压d-q轴分量；根据瞬时功率理论和等功率变换可得瞬时有功功率p和无功功率q：
[0115][0116][0117]
忽略变换器功率损耗以简化模型，在d-q坐标系中，存在ed＝em，eq＝0，em是三相电网的电压幅值，因此高频链矩阵变换器在d-q同步坐标系下有功功率和无功功率的状态空间平均模型为：
[0118][0119][0120]
其中，u
p
和uq分别是p和q的解耦控制信号，以此实现瞬时有功功率和无功功率之间的解耦独立控制，u
p
和uq定义如下：
[0121][0122][0123]
在式(5)中，选择p和q作为系统状态变量，u
p
和uq作为控制变量，考虑电路运行过程中参数变化的干扰，式(5)可重新列写为：
[0124][0125][0126]
其中，x
p
(t)＝p；xq(t)＝q；a
p
＝aq＝-2rf/lf；a
pn
和a
qn
分别是a
p
和aq的额定值，η(t)和g(t)分别是有功功率和无功功率的集总参数不确定性模型，表示为η(t)＝δa
pn
x
p
(t)和g
(t)＝δa
qn
xq(t)。
[0127]
上述的双极性电流空间矢量调制过程为：
[0128]
3-1矩阵变换器mc由三相电压源供电，要求满足输入端不短路，输出端不断路；因此在任意时刻，3-1矩阵变换器mc上桥臂和下桥臂的三个双向开关应各导通一个；另一方面，根据变压器电感特性可知电流i
l
不会断续，要求至少一个开关连接到点p或点n；基于以上约束条件，定义开关函数s
xy
如下:
[0129][0130]
因此，3-1矩阵变换器mc共有九种可行的开关状态，分别为6个有效矢量和3个零矢量，如表1所示:
[0131]
表1开关状态
[0132][0133]
其中，i1～i6是有效电流矢量，i7～i9是零电流矢量；将3-1矩阵变换器mc分正负两组，当mc进行交直流变换时，其作为电流源整流器，此处mc作三相交流到单相交流的变换，采用在正负极性交替的基础上进行整流，从而产生高频交流电压；正负极性下，输入电流空间矢量具有固定方向并均匀间隔π/3rad；如图3(a)所示；根据目标电流矢量i
ref
所在扇区，按照伏秒平衡的原则使用相邻两个有效矢量和以最少开关切换次数对应的一个零矢量合成i
ref
，每个开关周期ts被平均分成两部分，前半部分使用i
l
》0对应特定扇区中的空间电流矢量，开关周期后半部分使用i
l
《0对应的空间矢量；零矢量作用顺序按照通过3-1mc产生的高频交流电压中直流偏置量最小；以扇区ⅰ为例，目标电流矢量i
ref
在[0，ts/2]期间由有效矢量i1、i2和零矢量i7合成，在[ts/2，ts]期间由有效矢量i4、i5和零矢量i7依次合成，合成公式可写为：
[0134]iref
＝d1i1+d2i2+d0i7+d3i4+d4i5+d0i7ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(10)
[0135]
各矢量作用时间公式如下
[0136][0137]
其中，θi(i＝1,2,
…
,6)是目标电流矢量i
ref
在每个扇区内与第一个有效矢量之间
的夹角，θi∈[0，π/3]；m为调制系数，是输入与输出电流峰值的比值，调整m的大小可以改变占空比以调节输出电压。
[0138]
上述的高频链矩阵变换器hflmc输出侧输出电流非线性反步控制bsc方法为：
[0139]
忽略输出电容的影响，直流侧电流i
dc
和有功功率p之间的关系表示为：
[0140][0141]
直流输出控制采用pi控制策略，设置有功功率或电压的参考值为pi控制器的输出，以实现i
dc
的稳定；分为以下两步：
[0142]
首先，设计直流输出电流反步控制器来控制i
dc
，并将输出作为有功功率的参考值，定义直流输出电流的跟踪误差为值，定义直流输出电流的跟踪误差为是输出电流的参考值，δ的导数可表示为：
[0143][0144]
定义一个连续可微的lyapunov候选函数如下：
[0145][0146]
由式(14)可知，v1(0)＝0且当δ≠0时，存在v1(δ)》0，满足lyapunov候选函数的要求，因此，计算其沿系统轨迹的导数为：
[0147][0148]
引入有功功率跟踪误差：
[0149][0150]
根据式(15)，设计有功功率参考值为：
[0151][0152]
其中，k1是输出电流控制回路的增益，是正实数，联立式(15)—式(17)，整理得：
[0153][0154]
若虚拟输入δ
p
＝0，则意味控制目标δ满足即满足t
→
∞时，为了确保式(18)成立，考虑第二个控制目标要满足δ
p
的导数表示为：
[0155][0156]
设输出电流模型的控制信号u
p
采用如下形式：
[0157][0158]
其中，sgn(
·
)是符号函数，k2和ρ
p
是正实数。k2是有功功率控制回路的增益，ρ
p
是系统参数不确定性的估计值；定义第二个lyapunov复合函数为系统参数不确定性的估计值；定义第二个lyapunov复合函数为联立式(18)—(20),v2的导数表示为：
[0159]
[0160]
从式(21)中可以看出，只要ρ
p
》|6(t)|，便可满足且(δ,δ
p
)＝(0,0)是渐进稳定的平衡点，因此可以保证直流输出电流控制的稳定性。输出电流控制信号u
p
中的sgn(
·
)可能会导致抖振问题，降低系统的动态性能，所以本文将符号函数置换为饱和函数sat(
·
)。
[0161]
上述的高频链矩阵变换器hflmc无功功率非线性反步控制bsc方法为：
[0162]
三相输入滤波器会引起网侧电压和电流之间的相位差，不能实现单位功率因数控制，无法满足3-1mc宽负载范围内仍为单位功率因数的要求；为此，需要通过功率因数补偿实现单位功率因数；该控制目标可以转化为对系统无功功率的控制，当q＝0时，即可实现单位功率因数；无功功率控制误差定义为其导数表示为：
[0163]
设无功功率bsc模型的控制律u
p
采用如下形式：
[0164]
uq＝-a
qn
x
q-k3δ
q-ρqsat(δq)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(22)
[0165]
其中，k3和ρq是正实数；k3是无功功率控制回路的增益，ρq是无功功率bsc模型不确定性的估计值；定义第三个lyapunov函数为其导数为：
[0166][0167]
如果满足ρq》|η(t)|，那么将是一个负定函数；根据lyapunov稳定性定理，无功功率控制误差δq将渐近收敛至零，保证无功功率控制的稳定性；
[0168]
所提bs-dpc策略系统框图如图4所示；控制系统中两个解耦控制信号u
p
和uq分别由式(20)和式(22)获得，根据式(6)计算出控制参考电流i
dref
和i
qref
构造参考电流矢量，如式(24)所示，然后使用式(25)计算出参考电流空间矢量的调制指数和角度，最后通过svpwm单元产生切换信号：
[0169][0170][0171][0172]
仿真验证：
[0173]
为验证所提出的用于高频链矩阵变换器的bs-dpc策略的性能，通过matlab/simulink仿真，将所提策略与pi-dpc策略进行了对比分析；仿真模拟的关键参数如表2所示。
[0174]
表2仿真参数
[0175][0176]
图5(a)和(b)分别为hflmc在bs-dpc和pi-dpc两种策略下的动态性能，t＝0.03s，直流输出电流参考值由10a突变为5a；t＝0.06s时，5a返回至10a；在pi-dpc策略下，输出电流瞬态响应下降和上升时间为14ms；而bs-dpc策略下的输出电流没有过冲，并且立即达到稳态，响应时间仅为3ms；与pi-dpc策略相比，所提策略动态响应时间减少了约78％，因此，本专利所提出的bs-dpc方案具有更好的动态性能。
[0177]
图6(a)、(b)分别为bs-dpc策略及pi-dpc策略下的电池测电流波形；输出电流参考值将输出滤波电感值由1mh切换至1.5mh；由于输出电感的突变，在pi-dpc策略下i
dc
的波动为5a，并且11ms后恢复至初始值；相比之下，bs-dpc策略下的i
dc
在4ms内达到稳态，响应时间约为传统策略的36.4％，输出电流波动幅值约为传统策略的60％。
[0178]
图7(a)和(b)分别为pi-dpc及bs-dpc两种策略下网侧电流总谐波失真率对比，所提出的bs-dpc方案可以将pi控制的thd值(2.71％)提高到1.73％，符合ieee 519电流失真极限。

技术特征：
1.高频链矩阵变换器的直接功率非线性反步控制方法，其特征是，高频链矩阵变换器hflmc拓扑结构为：整个系统由三相输入滤波器、3-1矩阵变换器、高频变压器及输出侧不可控桥式整流器、输出滤波器组成；其中，e
i
和i
i
为电网侧输入电压和电流，i＝a,b,c；i
ij
为3-1矩阵变换器mc的输入电流，j＝a,b,c；l
f
和c
f
分别为输入侧三相的滤波电感电容；前级电路中的矩阵变换器由六只双向开关组成，每只双向开关s
xy
由两个sic-mosfet单向可控开关和反串联构成，x＝a,b,c；y＝p,n；将三相交流电压变换成正负交替的单相高频交流电压；高频变压器隔离前级和后级变换电路，同时实现升、降压变换；输出侧经桥式整流器将高频交流电压转换成直流电并为电池充电，实现了单级功率转换；其中，l0和c0为输出侧低通滤波电感电容，消除直流侧电流谐波，电池并联在低通滤波电容两端；直接功率非线性反步控制方法的步骤为：step1、根据等效电路图和基尔霍夫电压、电流定律建立高频链矩阵变换器hflmc在三相静止abc坐标系下的数学模型，再将交流侧三相电网电压和3-1矩阵变换器mc输入电压经park变换转换成同步旋转坐标系下的d-q分量，并计算出瞬时有功和无功功率；step2、获得在电池不同工作方式下的输出电流参考值当实际充放电电流i
dc
小于最大允许充放电电流时，采用恒功率cp工作方式，此时参考值等于功率参考值p
*
除以直流侧电压v
b
，表示充电，反之为放电；一旦实际充放电电流i
dc
等于电池最大允许充放电电流时，则电池以最大充放电电流开始工作，此时为恒电流cc工作方式；当充电电压v
b
上升到一定值时，此时采用恒电压cv工作方式；step3、步骤step2获得的输出电流的参考值实际测量的输出电流i
dc
和瞬时有功功率p一起作为输出电流反步控制器的输入，计算得到有功功率参考值p
*
；step4、无功功率参考值q
*
和瞬时无功功率q作为无功功率反步控制器的输入，用于实现单位功率因数以及通过调节瞬时无功功率实现任意相位差控制；step5、通过控制系统中两个解耦控制信号u
p
和u
q
，计算出控制参考电流i
dref
和i
qref
，并构造参考电流矢量，得到参考电流空间矢量的调制指数m和角度θ
i
(i＝1,2,
…
,6)，经扇区判断得到扇区n，一起作为双极性电流空间矢量调制(bipolar current space vector modulation，bc-svm)模块的输入；step6、双极性电流空间矢量调制模块生成3-1矩阵变换器mc的切换脉冲信号，驱动3-1mc的双向开关实现前后级电路的功率传输。2.根据权利要求1所述的高频链矩阵变换器的直接功率非线性反步控制方法，其特征在于，所述的step1的具体步骤为：根据等效电路图和基尔霍夫电压、电流定律建立hflmc在三相静止abc坐标系下的数学模型：
经过park变换，得到d-q坐标系下的数学模型：式中，ω是网侧输入角频率；e
d
、e
q
分别为电网侧d-q轴电压；i
d
、i
q
是网侧电流d-q轴分量；v
d
、v
q
是3-1矩阵变换器mc输入电压d-q轴分量；根据瞬时功率理论和等功率变换可得瞬时有功功率p和无功功率q：时有功功率p和无功功率q：忽略变换器功率损耗以简化模型，在d-q坐标系中，存在e
d
＝e
m
，e
q
＝0，e
m
是三相电网的电压幅值，因此高频链矩阵变换器在d-q同步坐标系下有功功率和无功功率的状态空间平均模型为：均模型为：其中，u
p
和u
q
分别是p和q的解耦控制信号，以此实现瞬时有功功率和无功功率之间的解耦独立控制，u
p
和u
q
定义如下：定义如下：在式(5)中，选择p和q作为系统状态变量，u
p
和u
q
作为控制变量，考虑电路运行过程中参数变化的干扰，式(5)可重新列写为：数变化的干扰，式(5)可重新列写为：其中，x
p
(t)＝p；x
q
(t)＝q；a
p
＝a
q
＝-2r
f
/l
f
；a
pn
和a
qn
分别是a
p
和a
q
的额定值，η(t)和g(t)分别是有功功率和无功功率的集总参数不确定性模型，表示为6(t)＝δa
pn
x
p
(t)和g(t)＝δa
qn
x
q
(t)。3.根据权利要求2所述的高频链矩阵变换器的直接功率非线性反步控制方法，其特征
在于，所述的双极性电流空间矢量调制过程为：3-1矩阵变换器mc由三相电压源供电，要求满足输入端不短路，输出端不断路；因此在任意时刻，3-1矩阵变换器mc上桥臂和下桥臂的三个双向开关应各导通一个；另一方面，根据变压器电感特性可知电流i
l
不会断续，要求至少一个开关连接到点p或点n；基于以上约束条件，定义开关函数s
xy
如下:因此，3-1矩阵变换器mc共有九种可行的开关状态，分别为6个有效矢量和3个零矢量，如表1所示:表1开关状态表1开关状态其中，i1～i6是有效电流矢量，i7～i9是零电流矢量；将3-1矩阵变换器mc分正负两组，当mc进行交直流变换时，其作为电流源整流器，此处mc作三相交流到单相交流的变换，采用在正负极性交替的基础上进行整流，从而产生高频交流电压；正负极性下，输入电流空间矢量具有固定方向并均匀间隔π/3rad；根据目标电流矢量i
ref
所在扇区，按照伏秒平衡的原则使用相邻两个有效矢量和以最少开关切换次数对应的一个零矢量合成i
ref
，每个开关周期t
s
被平均分成两部分，前半部分使用i
l
>0对应特定扇区中的空间电流矢量，开关周期后半部分使用i
l
<0对应的空间矢量；零矢量作用顺序按照通过3-1mc产生的高频交流电压中直流偏置量最小；合成公式可写为：i
ref
＝d1i1+d2i2+d0i7+d3i4+d4i5+d0i7ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(10)各矢量作用时间公式如下其中，θ
i
(i＝1,2,
…
,6)是目标电流矢量i
ref
在每个扇区内与第一个有效矢量之间的夹角，θ
i
∈[0，π/3]；m为调制系数，是输入与输出电流峰值的比值，调整m的大小可以改变占空比以调节输出电压。
4.根据权利要求3所述的高频链矩阵变换器的直接功率非线性反步控制方法，其特征在于，所述的高频链矩阵变换器hflmc输出侧输出电流非线性反步控制bsc方法为：忽略输出电容的影响，直流侧电流i
dc
和有功功率p之间的关系表示为：直流输出控制采用pi控制策略，设置有功功率或电压的参考值为pi控制器的输出，以实现i
dc
的稳定；分为以下两步：首先，设计直流输出电流反步控制器来控制i
dc
，并将输出作为有功功率的参考值，定义直流输出电流的跟踪误差为义直流输出电流的跟踪误差为是输出电流的参考值，δ的导数可表示为：定义一个连续可微的lyapunov候选函数如下：由式(14)可知，v1(0)＝0且当δ≠0时，存在v1(δ)>0，满足lyapunov候选函数的要求，因此，计算其沿系统轨迹的导数为：引入有功功率跟踪误差：根据式(15)，设计有功功率参考值为：其中，k1是输出电流控制回路的增益，是正实数，联立式(15)—式(17)，整理得：若虚拟输入δ
p
＝0，则意味控制目标δ满足即满足t
→
∞时，为了确保式(18)成立，考虑第二个控制目标要满足δ
p
的导数表示为：设输出电流模型的控制信号u
p
采用如下形式：其中，sgn(
·
)是符号函数，k2和ρ
p
是正实数。k2是有功功率控制回路的增益，ρ
p
是系统参数不确定性的估计值；定义第二个lyapunov复合函数为数不确定性的估计值；定义第二个lyapunov复合函数为联立式(18)—(20),v2的导数表示为：从式(21)中可以看出，只要ρ
p
>|η(t)|，便可满足且(δ,δ
p
)＝(0,0)
是渐进稳定的平衡点，因此可以保证直流输出电流控制的稳定性。5.根据权利要求4所述的高频链矩阵变换器的直接功率非线性反步控制方法，其特征在于，所述的高频链矩阵变换器hflmc无功功率非线性反步控制bsc方法为：通过功率因数补偿实现单位功率因数；该控制目标转化为对系统无功功率的控制，当q＝0时，即可实现单位功率因数；无功功率控制误差定义为其导数表示为：设无功功率bsc模型的控制律u
p
采用如下形式：u
q
＝-a
qn
x
q-k3δ
q-ρ
q
sat(δ
q
)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(22)其中，k3和ρ
q
是正实数；k3是无功功率控制回路的增益，ρ
q
是无功功率bsc模型不确定性的估计值；定义第三个lyapunov函数为其导数为：如果满足ρ
q
>|η(t)|，那么将是一个负定函数；根据lyapunov稳定性定理，无功功率控制误差δ
q
将渐近收敛至零，保证无功功率控制的稳定性；控制系统中两个解耦控制信号u
p
和u
q
分别由式(20)和式(22)获得，根据式(6)计算出控制参考电流i
dref
和i
qref
构造参考电流矢量，如式(24)所示，然后使用式(25)计算出参考电流空间矢量的调制指数和角度，最后通过svpwm单元产生切换信号：空间矢量的调制指数和角度，最后通过svpwm单元产生切换信号：空间矢量的调制指数和角度，最后通过svpwm单元产生切换信号：

技术总结
高频链矩阵变换器的直接功率非线性反步控制方法，通过建立HFLMC非线性数学模型和有功、无功功率动态模型，在考虑系统不确定性情况下，引入两个解耦控制信号，分别设计直流输出电流反步控制器和无功功率反步控制器，其中，输出电流反步控制器用于输出电流i


技术研发人员：魏业文 白文静 刘杰
受保护的技术使用者：三峡大学
技术研发日：2023.05.21
技术公布日：2023/10/11