一种水下无线充电系统的控制方法

1.本发明涉及水下无线充电领域，尤其涉及一种水下无线充电系统的控制方法。


背景技术：

2.近年来无线充电由于其安全便捷等优势，应用越来越广泛。水下无线电力传输可以广泛应用于水下无人机和机器人电能补充中，还可以为海洋观测和监测系统提供可靠的能源供应。磁耦合谐振式无线充电方式利用电磁感应原理，从电网端向移动端进行电能传输。该充电方式与传统的接触式充电相比，更加安全可靠，灵活性高，更加有利于维护。磁感应耦合式无线充电由于两个线圈之间存在一定的间隙，主磁路磁阻较大，系统需要极大的无功功率，这不仅会增加设备的容量，而且增加了系统的损耗，导致系统效率降低。为了避免这一缺陷，磁耦合谐振式无线充电系统原副端通常增加补偿网络，提高功率因数，降低开关器件承受电流的能力。补偿网络一般在一次侧、二次侧都需要采用，有低阶补偿和高阶补偿之分。由于低阶补偿网络存在明显短板，目前对高阶补偿网络的研究应用越来越多。
3.双边lcc补偿网络具有多个谐振频率，与低阶补偿网络相比，具有恒压源和恒流源的特性，同时具有空载保护特性，所述双边lcc补偿网络因其突出的优势而应用的越来越广泛。现有技术中对于补偿网络的改进和控制已有诸多改进，但水下无线充电系统工作时，线圈会基于水流等因素使发射线圈和接收线圈之间的相对位置发生偏移，造成耦合系数变化从而影响了电能传输效率。
4.因此，在保证传输功率的前提下，如何提水下无线充电系统的抗偏移特性能是一个亟待解决的问题。


技术实现要素：

5.有鉴于现有技术的上述缺陷，本发明所要解决的技术问题是在保证电能传输功率的前提下，提高无线充电系统的抗偏移特性能和电能传输能力。
6.本发明第一方面提供了一种水下无线充电系统的控制方法，水下无线充电系统包括双边lcc补偿网络，所述双边lcc补偿网络的原边侧回路连接发射线圈l
p2
，副边侧回路连接接收线圈l
s2
，所述原边侧回路包括原边补偿电容c
p1
、c
p2
和原边补偿电感l
p1
，所述副边侧包括副边补偿电容c
s1
、c
s2
和副边补偿电感l
s1
；
7.所述控制方法包括如下步骤：
8.获取若干系统谐振频率{ω0，ω1，ω2，
…
，ωm}，其中，ω0为固有谐振频率，ω1，ω2，
…
，ωm为次稳定谐振频率；
9.选择耦合系数切换点{k
c1
，k
c2
，
…
，k
cm
}，所述耦合系数切换点将耦合系数范围划分成若干系数区间，所述系统谐振频率分别与各系数区间匹配；
10.所述耦合系数由第i个系数区间切换至第i+1或第i-1个系数区间时，第i个系统谐振频率切换至第i+1或第i-1个系统谐振频率，第i个系统谐振频率切换至第i+1或第i-1个系统谐振频率所需的时长tv，所述时长tv由n个周期时间构成，所述n个周期时间呈线性增加
变化。
11.进一步的，所述第i个系统谐振频率切换至第i+1或第i-1个系统谐振频率所需的时长tv为：
12.tv=t1+t2+
…
+tn；
13.其中，tn为第n个周期时间，为：tn=t0+n
•
δt。
14.进一步的，所述谐振频率的获取方法包括：
15.计算双边lcc补偿网络输入阻抗，获取输入阻抗的虚部为零时谐振频率点；
16.将不受负载影响的谐振频率点作为固有谐振频率，将满足系统输入阻抗的虚部远小于输入阻抗的谐振频率点作为次稳定谐振频率。
17.进一步的，当双边lcc补偿网络工作在恒压源模式下，所述原边补偿电容c
p1
、c
p2
、原边补偿电感l
p1
和发射线圈l
p2
之间的约束条件为：
18.l
p2
=(1+λ
p
)l
p1
；
19.其中，λ
p
= c
p1
/ c
p2
。
20.进一步的，所述副边补偿电容c
s1
、c
s2
、副边补偿电感l
s1
和接收线圈l
s2
之间的约束条件为：
21.l
s2
=(1+λs)l
s1
；
22.其中，λs= c
s1
/ c
s2
。
23.进一步的，当所述水下无线充电系统工作在电流源模式下，λ
p
和λs之间的约束关系为：
24.；
25.当所述水下无线充电系统工作在电压源模式下时，λ
p
和λs之间的约束关系为：
26.。
27.进一步的，所述耦合系数切换点确定方法为：
28.计算固有谐振频率下的逆变器输出功率和m个次稳定谐振频率下的逆变器输出功率；
29.固有谐振频率下的逆变器输出功率与第i个次稳定谐振频率下的逆变器输出功率相同时的耦合系数为第i个耦合系数切换点k
ci
。
30.本发明第二方面提供了一种水下无线充电系统的控制方法，水下无线充电系统包括双边lcc补偿网络，所述双边lcc补偿网络的原边侧包括原边补偿电容c
p1
、c
p2
、原边补偿电感l
p1
和发射线圈l
p2
，副边侧包括副边补偿电容c
s1
、c
s2
、副边补偿电感l
s1
和接收线圈l
s2
，其特征在于，所述控制方法包括如下步骤：
31.获取若干系统谐振频率{ω0，ω1，ω2，
…
，ωm}；
32.选择耦合系数切换点{k
c1
，k
c2
，
…
，k
cm
} ，所述耦合系数切换点将耦合系数范围划分成若干系数区间，所述系统谐振频率分别与各系数区间匹配；
33.所述耦合系数由第i个系数区间切换至第i+1或第i-1个系数区间时，第i个系统谐振频率切换至第i+1或第i-1个系统谐振频率，第i个系统谐振频率切换至第i+1或第i-1个系统谐振频率所需的时长趋近于0。
34.本发明与现有技术相比，具有以下技术效果：
35.1、本发明根据实际无线电能传输系统的实际情况找到若干系统谐振频率，电能传输系统在某个谐振频率点下电能传输能力随耦合系数的增大而增大，而另一个谐振点更适合于低耦合系数下进行电能传输，因此本发明在不同的耦合系数下匹配合适的系统谐振频率，根据耦合线圈相对偏移时造成耦合系数变化，选择适宜的谐振频率，有效的提高了系统无线电能传输的功率和效率，实现更小的电流畸变率，使系统具有更好的抗偏移能力和电能传输能力。
36.2、本发明中的系统谐振频率切换过程中采用周期时间线性平滑变换实现，在谐振频率切换过程中，可以保持系统平稳运行，此时电能传输系统输出的电流波形为正弦波，电流幅值变化稳定。
37.3、本发明中的系统谐振频率切换过程所需时长tv由n个周期时间构成，时长tv可以根据需要延长或缩短，当时长tv延长时，使切换过程更为平稳，当缩短时长tv时，可以加快系统响应速度。当tv趋近于0时，即为跳变式切换方式，切换时间最短，该种情况下容易引起动态振荡，造成系统运行不稳。
38.以下将结合附图对本发明的构思、具体结构及产生的技术效果作进一步说明，以充分地了解本发明的目的、特征和效果。
附图说明
39.图1是本发明一具体实施例的水下无线充电系统原理图；
40.图2是本发明一具体实施例的双边lcc补偿网络的电路原理图；
41.图3是本发明一具体实施例中，不同负载r
l
下输出电流和工作频率之间的关系曲线；
42.图4是本发明一具体实施例中，耦合系数为0.5时，不同谐振频率下逆变器输出电压、电流波形，图4a为在固有谐振频率(85k)下逆变器输出电压、电流波形，图4b为在次稳定谐振频率(98.15k)逆变器输出电压、电流波形，图4c为次稳定谐振频率(69.4k)逆变器输出电压、电流波形；
43.图5是本发明一具体实施例中，耦合系数为0.5时，不同谐振频率下电流谐波分析结果，图5a为固有谐振频率(85k)逆变器输出电流谐波分析结果，图5b为次稳定谐振频率(98.15k)逆变器输出电流谐波分析结果，图5c为次稳定谐振频率(69.4k)逆变器输出电流谐波分析结果；
44.图6是本发明一具体实施例中，耦合系数为0.3时，不同谐振频率下逆变器输出电压、电流波形，图6a为在固有谐振频率(85k)下逆变器输出电压、电流波形，图6b为在次稳定谐振频率(98.15k)逆变器输出电压、电流波形，图6c为次稳定谐振频率(69.4k)逆变器输出电压、电流波形；
45.图7是本发明一具体实施例中，耦合系数为0.3时，不同谐振频率下电流谐波分析结果，图7a为固有谐振频率(85k)逆变器输出电流谐波分析结果，图7b为次稳定谐振频率(98.15k)逆变器输出电流谐波分析结果，图7c为次稳定谐振频率(69.4k)逆变器输出电流谐波分析结果；
46.图8是本发明一具体实施例中，恒流型水下无线充电系统传输特性，图8a是恒流型
水下无线充电系统传输效率特性，图8b为恒流型水下无线充电系统传输功率特性；
47.图9是本发明一具体实施例中，不同负载条件下，系统输入输出电压增益和工作频率之间的关系曲线；
48.图10是本发明一具体实施例中，耦合系数为0.2时，不同谐振频率下逆变器输出电压、电流波形，图10a为谐振频率为73.5khz下逆变器输出电流、电压波形，图10b为谐振频率为90khz下逆变器输出电流、电压波形；
49.图11是本发明一具体实施例中，耦合系数为0.2时逆变器输出电流谐波，图11a为谐振频率为73.5khz下逆变器输出电流谐波，图11b为谐振频率为90khz下逆变器输出电流谐波；
50.图12是本发明一具体实施例中，耦合系数为0.6时，不同谐振频率下逆变器输出电压、电流波形，图12a为谐振频率为73.5khz下逆变器输出电流、电压波形，图12b为谐振频率为90khz下逆变器输出电流、电压波形；
51.图13是本发明一具体实施例中，耦合系数为0.6时逆变器输出电流谐波，图13a为谐振频率为73.5khz下逆变器输出电流谐波，图13b为谐振频率为90khz下逆变器输出电流谐波；
52.图14是本发明一具体实施例与对比例的传输功率和传输效率的仿真对比结果图，图14a为传输功率仿真结果图，图14b为传输效率仿真结果图；
53.图15是本发明一具体实施例中，系统谐振频率通过线性平滑切换方法完成从90khz到73.5khz切换时，逆变器的输出电压波形；
54.图16是本发明一具体实施例中，系统谐振频率通过线性平滑切换方法完成从90khz到73.5khz切换时，驱动信号和逆变器输入电流波形，图16a为驱动信号波形，图16b为逆变器输入电流波形；
55.图17是本发明一具体实施例中，系统谐振频率在0.2秒发生线性平滑切换时，水下无线充电系统接收端整流器输入的电压波形；
56.图18是本发明一具体实施例中，系统谐振频率完成从90khz到73.5khz跳变切换时，逆变器的输出电压波形和电流波形；
57.图19是本发明一具体实施例中，系统谐振频率完成从90khz到73.5khz跳变切换时，采用跳变切换方式时，整流器的输入电压波形；
58.图20是本发明一具体实施例中，系统谐振频率在0.2秒发生跳变式频率切换时，采用线性变换切换方式时，水下无线充电系统接收端整流器输入的电压波形。
具体实施方式
59.以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。需说明的是，在不冲突的情况下，以下实施例及实施例中的特征可以相互组合。
60.需要说明的是，以下实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，遂图示中仅显示与本发明中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸
绘制，其实际实施时各组件的型态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局型态也可能更为复杂。
61.为了阐释的目的而描述了本发明的一些示例性实施例，需要理解的是，本发明可通过附图中没有具体示出的其他方式来实现。
62.水下无线电力传输可以广泛应用于水下无人机和机器人电能补充中，还可以为海洋观测和监测系统提供可靠的能源供应。如图1所示，本实施例采用的磁耦合谐振式水下无线充电系统包括高频逆变电路，耦合机构，补偿网络，高频整流电路四部分构成。发射端由水下电缆或者母船来提供直流输入，再通过高频逆变电路，将输入的直流电变成高频的交流电，来为耦合机构的一次侧提供能量。通过电磁感应的原理，耦合机构的二次侧接收到一次侧发射的能量，接收端通过高频整流电路将接收的高频交流电整流为直流电，通过滤波之后为水下自主航行器(auv)的蓄电池提供能量。
63.水下无线充电需要在水下环境中实现能量的传输，水的介质会对电磁波的传输和能量损耗造成影响，水中的介电常数也比空气或真空中的介电常数高，这也导致了更多的能量损耗。除此之外，水的透明度和深度也会对水下无线传输的效果产生影响，水的透明度会影响电磁波的穿透能力，而深度则会增加信号传输的距离和降低信号强度，水的深度和透明度的变化最终都会反应在耦合系数的变化上，从而影响系统的电能传输能力，当接收线圈和发射线圈产生偏移时，对水下无线充电系统的功率传输会造成较大的影响。
64.为了解决上述问题，在无线充电系统中增加补偿网络，低阶补偿网络设计结构相对简单，补偿网络谐振电流较小，但在启动时需要提供巨大的功率，对谐振电路的稳定性要求高，而且对线圈位置偏移敏感性较大，当收发线圈位置产生变化时，会导致充电效率的下降。高阶谐振补偿技术可以在谐振电路中加入额外的电感和电容元件，能够优化谐振电路的工作状态，减少功率损耗和能量泄漏，提高充电效率，还能够减小谐振电路对距离变化的敏感度，提高充电效率的稳定性。高阶谐振补偿网络还能够根据实际需要进行灵活调整和升级，具有更好的可扩展性和适应性。
65.本实施例中的补偿网络采用双边lcc谐振补偿网，所述双边lcc谐振补偿网络结构如图1所示。所述lcc补偿网络包括电源ud原边侧回路和副边侧回路，耦合机构包括发射线圈l
p2
和和接收线圈l
s2
；所述原边侧包括原边补偿电容c
p1
、c
p2
和原边补偿电感l
p1
，开关管v1、v2、v3和v4构成全桥电路，原边偿电感l
p1
、原边补偿电容c
p2
和发射线圈l
p2
串联后分别接在两个桥臂的中点处，所述原边补偿电容c
p1
的两端并接在原边补偿电容c
p2
和发射线圈l
p2
的两端；所述副边侧包括副边补偿电容c
s1
、c
s2
和副边补偿电感l
s1
，接收线圈l
s2
、副边补偿电容c
s2
和副边补偿电感l
s1
与等效电阻r
l
依次串联，补偿电容c
s1
的两端并接在副边补偿电容c
s2
和接收线圈l
s2
的两端，发射线圈l
p2
和接收线圈l
s2
构成互感模型。基于所述双边lcc补偿网络，通过下述实施例提供两种无线充电控制系统的控制方法。
66.实施例1：
67.一种水下无线充电系统的控制方法，包括如下步骤：
68.s1、获取若干系统谐振频率{ω0，ω1，ω2，
…
，ωm}，ω0为固有谐振频率，ω1，ω2，
…
，ωm为次稳定谐振频率。
69.如图1所示，对于本实施例的的双边lcc补偿网络的原边侧回路，由于原边直流电源内阻r、原边补偿电感l
p1
和发射线圈l
p2
的寄生内阻都很小，本实施例中将其忽略。定义λ
p
用以表示系统的原边补偿电容c
p1
和c
p2
的数值之比，如式（1）所示：
[0070][0071]
补偿网络原边侧回路总的输入阻抗z
in
为：
[0072][0073]
其中， 。
[0074]
系统处于谐振状态下时，输入阻抗表现为纯阻性，即输入阻抗z
in
虚部为零，以此可以求得双lcc谐振补偿网络的若干个谐振频率点。所述谐振频率点一般包含一个稳定的固有谐振频率ω
p0
和若干个次稳定谐振频率{ω
p1
，ω
p2
，
…
，ω
pm
}。所述固有谐振频率不受到负载的影响，其输出端呈现为电流源的输出特性，所述次稳定谐振频率会随着负载的变化产生变化，但是只要使系统输入阻抗的虚部远小于输入阻抗的实部时，表明负载变化对次稳定谐振频率的影响可以忽略不计。满足系统输入阻抗的虚部远小于输入阻抗的实部这一条件的频率点作为次稳定谐振频率。
[0075]
本实施例中，输入阻抗z
in
的虚部表达式如式（3）所示：
[0076][0077]
所述原边补偿电容c
p1
、c
p2
、原边补偿电感l
p1
、发射线圈l
p2
之间的约束条件为：
[0078][0079]
在满足式（4）的情况下，将式（4）带入到式（3）中，当输入阻抗zin的虚部为0时，可得到一个不随负载变化的固有谐振频率ω
p0
和谐振频率点ω
p1
、ω
p2
，具体如式（5）所示：
[0080][0081]
当谐振频率ω
p1
，ω
p2
在满足式（6）的情况下就可认为系统的虚部远小于实部，即可认为ω
p1
，ω
p2
两个谐振频率不随负载的变化而变化，为两个次稳定谐振频率点。
[0082]
[0083]rp
为原边阻抗，将式（4）代入输入阻抗公式（2），可以得到在固有谐振频率和次谐振频率下的输入阻抗表达式如式（7）所示。进一步可以计算双lcc谐振补偿系统的输出电压，输出电流，可见系统在谐振频率ω
p0
处具有并联谐振特性，即输出呈现电流源的输出特性，如式（8）所示，谐振频率在ω
p1
，ω
p2
处具有串联谐振特性，即输出呈现电压源的输出特性如式（9）和（10）所示。
[0084][0085][0086][0087][0088]
上式中，i
p
为原边电流，z
ref
为等效阻抗， u
p
为原边电压。对于副边侧回路，与原边侧回路相似，副边电能传输电路未考虑元件的寄生内阻，定义λs用以表示系统的副边补偿电容c
s1
和c
s2
的数值之比，如式（11）所示：
[0089][0090]
水下无线充电系统副边lcc网络的输入阻抗zs为：
[0091][0092]
其中，，ω=2πf为输入电压的角频率。
[0093]
则输入阻抗zs的实部和虚部的表达式为：
[0094][0095]
所述副边补偿电容c
s1
、c
s2
、副边补偿电感l
s1
、接收线圈l
s2
之间的约束条件为：
[0096][0097]
无功功率流经逆变桥时会引起额外的损耗，因此要使lcc补偿网络呈现纯阻性，即令其虚部为零，在满足式（14）所示的约束条件时，经计算得一个固有谐振频率ω
s0
和两个谐
振频率ω
s1
、ω
s2
，谐振频率ω
s1
、ω
s2
与负载r
l
有关，在满足式（15）时，系统输入阻抗的虚部远小于输入阻抗的实部，认为表达式能够准确的描述其谐振频率，符合次稳定谐振频率的要求。
[0098][0099]
进而得到副边侧回路中的固有谐振频率ω
s0
和两个次稳定谐振频率ω
s1
、ω
s2
为：
[0100][0101]
由式（16）可知，当系统工作在ω
s0
时，输入阻抗和lcc补偿的电感电容值及负载阻抗值有关，当系统工作在ω
s1
和ω
s2
时，输入阻抗和负载及补偿电容值有关，与其他参数无关。分别将ω
s0
、ω
s1
和ω
s2
代入输入阻抗zs中，可求得系统分别工作在上述三个谐振点下lcc的输入阻抗分别为：
[0102][0103]
当谐振频率为ω
s0
时，此时的输出电流如式（18）所示，输出电流的大小与负载无关，lcc网络表现为恒流输出特性，负载电流为：
[0104][0105]
当谐振频率为ω
s1
和ω
s2
时，此时lcc补偿网络可表现出恒压输出的特性，输出电压的大小和负载无关，负载电压为：
[0106][0107]
lcc补偿网络原边侧和副边侧回路中存在多个和负载阻抗无关的谐振频率，可见λ
p
，λs对双边lcc谐振补偿网络谐振频率、传输功率和耦合系数都有影响。
[0108]
现有技术中，蓄电池的充电方式分为恒电流充电和恒电压充电两种。一般充电初期由于蓄电池电动势较低，为避免过大的充电电流，常采用恒流充电方式；到充电后期，随着蓄电池电动势升高到预定电压值，改为恒电压充电方式完成剩余的充电。
[0109]
本实施例中，在恒电流充电模式下，基于上述实施例的方法，得到原边侧的固定谐振频率为ω
ip0
，次稳定谐振频率为ω
ip1
和ω
ip2
，副边侧的固定谐振频率为ω
is0
，次稳定谐振
频率为ω
is1
和ω
is2
，在恒压充电模式下，基于上述实施例的方法，得到原边侧的固定谐振频率为ω
up0
和次稳定谐振频率为ω
up1
，副边侧的固定谐振频率为ω
us0
和次稳定谐振频率为ω
us1
。
[0110]
s2、选择耦合系数切换点{k
c1
，k
c2
，
…
，k
c(m-1)
}，所述耦合系数切换点将耦合系数范围划分成若干系数区间，所述系统谐振频率分别与各系数区间匹配；
[0111]
当水下无线充电系统中的双边lcc谐振补偿网络工作在恒流源特性下，电流不随负载变化而变化，此时，令ω
ip0
=ω
is0
=ω
i0
为固定谐振频率，ω
ip1
=ω
is1
，ω
ip2
=ω
is2
为次稳定谐振频率，则λ
p
=λs=λ，在固有谐振频率点和两个次稳定谐振频率点即可得到恒流源特性的水下无线充电系统。
[0112]
如图2所示，在ω
ip0
=ω
is0
=ω
i0
时，副边阻抗作用在原边的等效阻抗z
ref
如式（20）所示，在不考虑损耗的情况下，流过负载r
l
的电流如式（21）所示，则逆变器输出的功率如式（22）所示。
[0113][0114][0115][0116]
在ω
ip1
=ω
is1
=ω
i1
，ω
ip2
=ω
is2
=ω
i2
时，用ω代替ω
i1
、ω
i2
，副边阻抗作用在原边的等效阻抗z
ref
如式（23）所示，在不考虑损耗的情况下，流过负载r
l
的电流如式（24）所示，则逆变器输出的功率如式（25）所示。
[0117][0118][0119][0120]
为了使水下无线充电系统在频率切换时具有更好的衔接过程，频率切换是在保证传输功率稳定的前提下进行，通过多谐振频率点相互切换的策略使用无线充电系统具有更好的抗偏移性。使在固有谐振频率时的功率等于次稳定谐振频率点时的功率时，即使ω
i0
处的传输功率分别等于ω
i1
，ω
i2
处的传输功率，即令，可得到谐振频率切换处的耦合系数k
ic1
，k
ic2
如式（26）和（27）所示。
[0121]
[0122][0123]
本实施例中，当水下无线充电系统中的双边lcc谐振补偿网络工作在恒压源输出特性时，为使系统可以恒压输出，令ω
up1
=ω
us0
=ω
u1
，ω
pu0
=ω
su1
=ω
u2
，频率关系对应如下：
[0124][0125]
根据式（28）可得到λ
p
与λs的约束关系如为：
[0126][0127]
则两个谐振频率ω
u1
和ω
u2
下由副边作用于原边的反射阻抗分别如式（30）、（31）所示：
[0128][0129][0130]
式中，k为实时耦合系数，在线圈结构、磁芯结构和磁介质确定的情况下，耦合系数k只与空间位置有关，当发射线圈和接收线圈之间的相对位置发生偏移时，耦合系数k也相应的发生变化，若偏移量越大，耦合系数k则越低，相反，若偏移量越小，耦合系数和k则越高，耦合系数的变化会引起电能传输特性的变化。
[0131]
两个谐振频率ω
u1
和ω
u2
下的输出电压分别如式（32）、（33）所示：
[0132][0133][0134]
两个谐振频率ω
u1
和ω
u2
下的输出功率分别如式（34）、（35）所示：
[0135][0136][0137]
通过式（33）可以看出，本实施例中，在采用谐振频率ω
u2
进行电能传输时，随着偏移量的增大，耦合系数k逐渐降低，系统输出电压随之下降，造成电能传输质量下降。如果在发生偏移之后，切换至ω
u1
进行电能传输，如式（32）所示，耦合系数降低，系统输出电压反而增大，可保证系统的电能传输能力，基于此，根据不同的耦合系数范围选择与其匹配的耦合系数，因此采用多谐振点切换的方式进行电能传输，可以使系统具有较好的抗偏移能力。
[0138]
水下无线充电系统在对蓄电池进行充电时，应避免过大的功率波动，尤其在切换
谐振频率点时，应保证传输功率不变，为此需要采用合适的多谐振点切换策略。由公式（34）、（35）知，输出功率不仅与谐振频率有关，还与耦合系数相关，在谐振频率ω
u1
下输出功率随耦合系数的减小而减小，在谐振频率ω
u2
下输出功率随耦合系数的减小而增大。可见，本技术中基于上述多个谐振点的基础上，将多个谐振点和电能输出特性进行匹配，会有效提高无线充电系统的传输功率和传输效率，相比之下，现有技术中往往采用的单谐振点的方式进行电能传输，极大限制了电能传输的自由度。
[0139]
在一具体实施例中，通过寻找功率相等时所对应的耦合系数k
uc
，在k
uc
下进行频率切换，可以保持传输功率不变。在约束条件式（29）的情况下，计算可得频率切换时的耦合系数如式（36）所示：
[0140][0141]
将耦合系数k
uc
作为切换点，根据实际的耦合系数所处的系数区间，选择匹配的谐振频率，提高电能传输的稳定性和高效性。
[0142]
s3、所述耦合系数由第i个系数区间切换至第i+1或第i-1个系数区间时，第i个系统谐振频率切换至第i+1或第i-1个系统谐振频率，第i个系统谐振频率切换至第i+1或第i-1个系统谐振频率所需的时长为tv，所述时长tv由n个周期时间{ t1，t2，
…
, t
n }构成，即满足式（37）所示：
[0143]
tv=t1+t2+
…
+tn（37）
[0144]
其中，tn为第n个周期时间。
[0145]
为了衔接切换时间两侧的谐振频率差，构成时长tv的所述n个周期时间呈线性增加变化，即：
[0146]
tn=t0+n
•
δt（38）
[0147]
其中，δt为每个周期实现相对于上一周期时间的增加量，可见，时长tv中的各个周期时间呈逐线性逐渐增加。每个周期时间都是线性缓慢变化，使输出的波形始终保持在平稳状态下，防止系统出现较大程度的波形畸变，减小对电能传输效率的影响。
[0148]
实施例2：
[0149]
本实施例提供了一种水下无线充电系统的控制方法，与实施例相比，区别在于步骤s3中， 所述耦合系数由第i个系数区间切换至第i+1或第i-1个系数区间时，第i个系统谐振频率切换至第i+1或第i-1个系统谐振频率，第i个系统谐振频率切换至第i+1或第i-1个系统谐振频率所需的时长tv趋近于0，即采用跳变式切换方式，跳变切换方式响应速度快，实现根据实际耦合系数切换适宜的谐振频率。与实施例1相比，容易引起动态振荡，对系统运行稳定性产生影响。
[0150]
下面结合具体的仿真实验对上述实施例进行进一步说明。
[0151]
在恒流源无线充电模式下，选定双边lcc谐振补偿系统的参数如表1所示，对lcc谐振补偿系统多谐振点进行仿真分析。
[0152]
表1 水下无线充电系统仿真参数
[0153][0154]
在matlab环境下对双边lcc谐振补偿系统多谐振点进行仿真分析。图3为不同负载r
l
下输出电流和工作频率之间的关系曲线。系统出现多个恒流谐振点，其中在69.4khz、85khz、98.15khz时，输出电流分别为24.9a、7.3a、17.1a，系统呈现与负载无关的恒流输出特性。经验证三个谐振频率点均处于谐振状态，且呈现纯电阻性，其中固有谐振频率ω
i0
为85khz，次稳定谐振频率ω
i1
和ω
i2
分别为98.15khz和64.9khz。
[0155]
图4a为耦合系数等于0.5时，在固有谐振频率下逆变器输出电压、电流波形，图4b和图4c分别为为耦合系数等于0.5时，次稳定谐振频率下逆变器输出电压、电流波形。auv在充电坞中接收线圈与发射线圈对齐状态下，在固有谐振频率下有着良好的传输能力。在次稳定谐振频率处，传输能力明显下降，逆变器输出电压电流波形相位差较大，导致系统产生过多的无功功率。对图4中的电流波形进行傅里叶分析，结果如图5所示，结果表明在固有谐振频率下，电流畸变率较小，系统损耗小，而次稳定谐振频率下电流畸变率大，则会产生较多的损耗。图4和图5表明，在耦合系数较高的状态下，固有谐振频率更有利于能量的传输，系统的传输功率和传输效率更高。
[0156]
图6a为耦合系数等于0.3时，在固有谐振频率85khz下逆变器输出电压、电流波形，图图6b和图6c分别为为耦合系数等于0.3时，次稳定谐振频率下逆变器输出电压、电流波形。auv在充电坞中有可能产生偏移，导致耦合系数下降，本实施例中以耦合系数为0.3为例，如图6a所示，逆变器输出电流产生畸变，并且在器件开关时产生了较大的尖峰电流，导致开关损耗非常大，系统的电能传输功率与传输效率较低。当谐振频率切换为98.15khz时，逆变器的输出波形明显改善，较接近为正弦波，传输功率与传输效率得到了明显的提高，但逆变器输出的电压与电流之间存在较大的相位差，导致系统中产生比较多的无功功率和损耗。当谐振频率切换为64.9khz时，逆变器的输出电流与固有谐振频率处逆变器的输出电流相比，波形似为正弦波，逆变器输出电压与电流之间相位差几乎为零，与谐振频率为98.15khz相比，进一步提高了水下无线充电系统的输出功率与输出效率。
[0157]
对图6a、图6b和图6c中的逆变电流进行傅里叶分析，结果如图7所示。图7a为系统在固有谐振频率下逆变电流的谐波分析，可以发现耦合系数为0.3时，电流总畸变率为26.15%，谐波电流占比大，除基波电流之外，占比最大的为三次谐波。图7b和图7c为次稳定谐振频率下的电流谐波分析，可以发现系统工作在次稳定谐振频率点处，大大抑制了三次，五次谐波的占比，电流的总畸变率明显变小。通过上述分析可知，双lcc谐振补偿系统在固有谐振频率下运行时，产生错位从而导致耦合系数降低后，三次谐波含有率较高，电流波形畸变严重，系统品质因数差。相对比而言，在相同的参数条件下，工作在次谐振频率下，三次谐波含有率明显下降，电流的波形近似正弦波，具有较高的品质因数，具有良好的抑制三次谐波的作用，有效的避免了产生错位时带来的电流波形畸变的问题，提高了系统抗偏移的
能力。
[0158]
如图8所示，在固有谐振频率下，水下无线充电的功率会随着耦合系数的增大而增大，在次稳定谐振频率下，充电功率并不和耦合系数成正比的关系。在仅采用固有谐振频率的情况下，耦合系数从0.4下降至0.3时，功率下降了0.7kw，效率从85.9%下降至78.1%，在仅采用次稳定谐振频率的情况下，耦合系数从0.4下降至0.3时，功率增加1.55kw，效率从75.3%增加到92.4%。由此可知，在固有谐振频率下，耦合系数越高，电能传输效果越好，在耦合系数较低时，次稳定谐振频率下的传输效果较好。若采用双谐振频率相互切换的充电策略，可极大的减小功率的波动范围，并且可以提高系统电能传输的效率，一定程度上提高了水下无线充电系统抗偏移的能力。
[0159]
在水下无线充电系统中，进行恒压源无线充电情况验证时，选定双边lcc谐振补偿系统的参数如表2所示，此时输出电压不随负载变化而变化。将表2中的λ
p
、λs带入公式（36）中，得到频率切换时的耦合系数k
uc
为0.4。当实时耦合系数大于0.4时，采用ω
u2
进行水下无线充电系统传输；当实时耦合系数小于0.4时，采用ω
u1
进行水下无线充电系统传输；当实时耦合系数等于0.4时，进行频率切换可以有效的保证系统传输功率稳定。
[0160]
表2水下无线充电系统仿真参数
[0161][0162]
在采用不同负载r
l
的情况下，对系统频率在30khz-110khz进行扫描，系统存在多个恒压谐振点。图9为不同负载条件下，系统输入输出电压增益和工作频率之间的关系曲线，在68khz、73.5khz、89.7khz、95khz时电压增益与负载无关，经验证当谐振频率为73.5khz与89.7khz时系统呈现纯阻性，与上述计算结果相吻合，故系统的恒压充电采用73.5khz和90khz作为系统的谐振频率。
[0163]
由于auv在充电坞中会发生位置偏移，导致耦合系数下降，会出现耦合系数小于0.4情况。图10是实时耦合系数为0.2时谐振频率为73.5khz和90khz下逆变器输出电压、电流波形，图10a为耦合系数为0.2、谐振频率为73.5khz时逆变器输出的电压、电流波形，由图可见，电流波形为正弦波，电流幅值明显增大，逆变器输出电压与电流之间相位差几乎为零，这说明当谐振频率切换为73.5khz时，水下无线充电系统的输出功率和输出效率得到显著提高。图10b为耦合系数为0.2、谐振频率为90khz时逆变器输出的电压、电流波形，由图可见，电流波形为非正弦，说明谐波含量较大，易产生谐波损耗，尤其在器件开关过程中易产生较大的尖峰电流，导致开关损耗非常大，逆变器输出电压与电流之间相位差比较大，使系统传输功率与传输效率下降。
[0164]
对图10a和图10b中的逆变电流进行傅里叶分析，结果如图11所示。图11a为谐振频率73.5khz下的电流谐波分析结果，三次、五次谐波的占比明显减小，电流总畸变率为
1.12%。通过上述分析可知，当线圈发生偏移引起耦合系数下降后，若系统在谐振频率ω
u2
下继续运行，将导致电流波形畸变严重，使系统品质因数变差；若谐振频率切换到ω
u1
下工作，系统谐波含量明显减小，可以提高系统品质因数。因此，采用谐振频率点切换方式，能有效的避免产生偏移时带来的电流波形畸变问题，可以提高系统传输效率和抗偏移的能力。图11b为谐振频率90khz下的电流谐波分析结果，可见，当耦合系数为0.2时，电流总畸变率为10.16%，三次谐波占比约为基波含量的10%，五次谐波占比约为基波含量的5%。
[0165]
若auv在充电坞中接收线圈与发射线圈偏移较小，会出现耦合系数大于0.4时情况。图12为实时耦合系数等于0.6时，谐振频率为73.5khz和90khz下逆变器输出的电压、电流仿真波形。从图中可以看出，系统在谐振频率ω
u2
下有着良好的传输能力，而在谐振频率ω
u1
下传输能力明显下降，逆变器输出电压电流波形相位差较大，导致系统产生过多的无功功率。对图12a和图12b中的电流波形进行傅里叶分析，结果如图13所示，结果表明在谐振频率ω
u2
下电流谐波含量很小，而在谐振频率ω
u1
下电流谐波含量比较大，会产生较多的谐波损耗。
[0166]
由图12和图13仿真结果表明，当auv在充电坞中位置偏移较小时，耦合系数较大，在谐振频率ω
u2
下工作更有利于能量传输，电流波形畸变率小，系统传输的功率和效率比较高。当谐振频率和耦合系数匹配时，逆变器输出电流幅值大，波形畸变小，波形正弦度好，而且输出电压与电流的相位差小，产生的无功功率少，系统具有更高的传输功率和传输效率。由于所述无线充电系统采用恒压源输出系统进行电能传输，当系统发生断路故障时，传输功率变为零，可以对系统起到自动保护作用。
[0167]
为了进一步说明本发明的采用多谐振频率传输具有在相同耦合结构下，以传统双边lcc谐振补偿系统作为对比例，与本实施例的多谐振点切换的双边lcc谐振补偿系统进行仿真对比分析。对比例中传统双边lcc谐振补偿系统在85khz的谐振频率下工作，多谐振点切换的双边lcc谐振补偿系统分别在ω
u1
和ω
u2
谐振频率下工作，其传输功率和传输效率的仿真对比结果如图14所示。从图中可以看出，传统双边lcc谐振补偿系统的传输特性与本文谐振频率ω
u2
下的传输特性类似，耦合系数大于0.4时有良好的传输能力，小于0.4时传输能力变差，但低耦合系数下系统在谐振频率ω
u1
下的传输能力明显变强，因此采用多谐振点切换方式可以提高系统传输功率和传输效率。
[0168]
通过对比例与本实施例仿真结果可知，在耦合系数从0.2~0.6变化过程中，传统双边lcc补偿系统的传输功率下降约1.9kw，传输效率降低约8%；采用多谐振点切换的系统传输功率下降约1.2kw，传输效率下降约5.5%。因此，说明采用多谐振点切换的双边lcc谐振补偿系统可以显著提高传输功率和传输效率，使系统具有更高的稳定性和抗偏移能力。
[0169]
在一具体实施例中，对线性变化的谐振频率切换方式的效果进行验证，所述线性变化的平滑谐振频率切换方式指的是在频率切换时，让时间周期是线性变化。如图15所示，t1=0.2s时刻为频率开始切换的时间点，t2时刻是频率切换完成的时间点，tv为频率切换所需的时长。同样以上述实施例的双谐振点切换的恒压输出系统为例，即在t1时刻之前，系统的工作频率为90khz，在t2时刻之后，系统的工作频率为73.5khz，在时长tv内，包含若干个周期时间，周期呈线性增加。
[0170]
图16为线性变化式频率切换时驱动信号和逆变器输入电流波形，仿真设置时长tv=0.1s内经过1000多次变换完成谐振频率从90khz到73.5khz的切换，图16仅展示了开始切
换后的五个周期的波形变化情况，系统工作在谐振点附近，得到的电流波形为正弦波，由于每个周期线性缓慢变化，输出波形很平稳，电流幅值变化稳定。
[0171]
如图17所示为水下无线充电系统接收端整流器输入的电压波形，线性变化的频率切换方式在发生频率切换后，整流器的输入电压总体呈现出线性减小的趋势，最终趋于稳定，电压和频率的波动都比较小。
[0172]
在一具体实施例中，对直接跳变式谐振频率切换方式的效果进行验证，所述直接跳变的频率切换方式指的是在频率切换瞬间立即变化，以上述实施例的双谐振点恒压输出的水下无线充电系统为例，完成从90khz到73.5khz的切换，逆变器的输出电压如图18所示。t时刻为频率切换点，t时刻周期之前工作频率为90khz，在本周期结束之后，即t时刻之后，频率立即切换至73.5khz。
[0173]
图19为跳变式频率切换时驱动信号和逆变器输入电压波形，即0.2s之前谐振频率为90khz，在0.2s之后瞬间跳变到73.5khz，通过对比图19与图16可见，跳变式频率切换时，逆变器输出电流产生了较大程度的畸变，而且在切换时间0.2s后的几个周期内，系统工作在非谐振状态，电流波形非正弦，逆变电路工作不稳，有可能产生较大的电磁干扰，引起一个桥臂的两个功率管出现直通的风险。
[0174]
如图20所示为水下无线充电系统接收端整流器输入的电压波形，在0.2s时发生频率切换。跳变式谐振点切换在发生频率切换后，整流器的输入电压总体呈现先增大后减小，然后趋于稳定的形势，在切换期过程中产生了较大的频率和电压波动，导致电磁干扰增大，可能引起系统工作异常。
[0175]
本发明以双边lcc为补偿网络的水下无线充电系统，基于互感耦合模型，将多个谐振点和电能传输特性通过频率关系进行匹配，在不同耦合系数下选取合适谐振频率，通过对系统两个谐振点处输出功率、传输效率和电流谐波的对比分析，证明当偏移导致耦合系数下降到一定程度后，系统在次谐振点具有更强的功率输出能力。通过对比跳变式频率切换和线性变化式频率切换的区别，结合双边lcc补偿的水下无线充电系统进行仿真分析，证明了在系统发射端逆变器的输出方面以及系统接收端整流器的输入方面，线性变化式的频率切换方式相对于跳变式的频率切换具有较大的优势，电压电流波形畸变明显减小，切换过程更加安全可靠，验证了其可行性。谐振频率采用线性平滑切换方式与跳变式切换方式各有千秋，对于系统稳定性要求较高的场所，可以采用线性平滑切换方式，对于一些精度和稳定性要求不是很高的场合，使用跳变式切换方式也完全可以。
[0176]
上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。

技术特征：
1.一种水下无线充电系统的控制方法，水下无线充电系统包括双边lcc补偿网络，所述双边lcc补偿网络的原边侧回路连接发射线圈l
p2
，副边侧回路连接接收线圈l
s2
，所述原边侧回路包括原边补偿电容c
p1
、c
p2
和原边补偿电感l
p1
，所述副边侧包括副边补偿电容c
s1
、c
s2
和副边补偿电感l
s1
，其特征在于，所述控制方法包括如下步骤：获取若干系统谐振频率{ω0，ω1，ω2，
…
，ω
m
}，其中，ω0为固有谐振频率，ω1，ω2，
…
，ω
m
为次稳定谐振频率；选择耦合系数切换点{k
c1
，k
c2
，
…
，k
cm
}，所述耦合系数切换点将耦合系数范围划分成若干系数区间，所述系统谐振频率分别与各系数区间匹配；所述耦合系数由第i个系数区间切换至第i+1或第i-1个系数区间时，第i个系统谐振频率切换至第i+1或第i-1个系统谐振频率，第i个系统谐振频率切换至第i+1或第i-1个系统谐振频率所需的时长 t
v
，所述时长t
v
由n个周期时间构成，所述n个周期时间呈线性增加变化。2.根据权利要求1所述一种水下无线充电系统的控制方法，其特征在于，所述第i个系统谐振频率切换至第i+1或第i-1个系统谐振频率所需的时长t
v
为：t
v
=t1+t2+
…
+t
n
；其中，t
n
为第n个周期时间，为：t
n
=t0+n
•
δt，t0为切换时刻前一周期时间，δt为每个周期时间相对于上一周期时间的增加量。3.根据权利要求1所述一种水下无线充电系统的控制方法，其特征在于，所述谐振频率的获取方法包括：计算双边lcc补偿网络输入阻抗，获取输入阻抗的虚部为零时谐振频率点；将不受负载影响的谐振频率点作为固有谐振频率，将满足系统输入阻抗的虚部远小于输入阻抗的谐振频率点作为次稳定谐振频率。4.根据权利要求1所述一种水下无线充电系统的控制方法，其特征在于，当双边lcc补偿网络工作在恒压源模式下，所述原边补偿电容c
p1
、c
p2
、原边补偿电感l
p1
和发射线圈l
p2
之间的约束条件为：l
p2
=(1+λ
p
)l
p1
；其中，λ
p
= c
p1
/ c
p2
。5.根据权利要求4所述一种水下无线充电系统的控制方法，其特征在于，所述副边补偿电容c
s1
、c
s2
、副边补偿电感l
s1
和接收线圈l
s2
之间的约束条件为：l
s2
=(1+λ
s
)l
s1
；其中，λ
s
= c
s1
/ c
s2
。6.根据权利要求5所述一种水下无线充电系统的控制方法，其特征在于，当所述水下无线充电系统工作在电流源模式下，λ
p
和λ
s
之间的约束关系为：；当所述水下无线充电系统工作在电压源模式下时，λ
p
和λ
s
之间的约束关系为：。7.根据权利要求1所述一种水下无线充电系统的控制方法，其特征在于，所述耦合系数切换点确定方法为：
计算固有谐振频率下的逆变器输出功率和m个次稳定谐振频率下的逆变器输出功率；固有谐振频率下的逆变器输出功率与第i个次稳定谐振频率下的逆变器输出功率相同时的耦合系数为第i个耦合系数切换点k
ci
。8.一种水下无线充电系统的控制方法，其特征在于，水下无线充电系统包括双边lcc补偿网络，所述双边lcc补偿网络的原边侧包括原边补偿电容c
p1
、c
p2
、原边补偿电感l
p1
和发射线圈l
p2
，副边侧包括副边补偿电容c
s1
、c
s2
、副边补偿电感l
s1
和接收线圈l
s2
，其特征在于，所述控制方法包括如下步骤：获取若干系统谐振频率{ω0，ω1，ω2，
…
，ω
m
}；选择耦合系数切换点{k
c1
，k
c2
，
…
，k
cm
} ，所述耦合系数切换点将耦合系数范围划分成若干系数区间，所述系统谐振频率分别与各系数区间匹配；所述耦合系数由第i个系数区间切换至第i+1或第i-1个系数区间时，第i个系统谐振频率切换至第i+1或第i-1个系统谐振频率，第i个系统谐振频率切换至第i+1或第i-1个系统谐振频率所需的时长趋近于0。

技术总结
本发明公开了一种水下无线充电系统的控制方法，涉及水下无线充电领域。本发明解决的技术问题是如何在保证电能传输功率的前提下，提高无线充电系统的抗偏移特性能和电能传输能力。本发明获取若干系统谐振频率；选择耦合系数切换点，耦合系数切换点将耦合系数范围划分成若干系数区间，所述系统谐振频率分别与各系数区间匹配；所述耦合系数由第i个系数区间切换至第i+1或第i-1个系数区间时，第i个系统谐振频率切换至第i+1或第i-1个系统谐振频率，切换所需时长由n个周期时间构成，n个周期时间呈线性增加变化。本发明提高了无线电能传输的功率、效率、抗偏移能力和电能传输能力。抗偏移能力和电能传输能力。抗偏移能力和电能传输能力。


技术研发人员：周永勤 王乔北 邱明虎 张晓宇
受保护的技术使用者：哈尔滨理工大学
技术研发日：2023.09.06
技术公布日：2023/10/15