针对时变快衰落信道的雷达通信一体化信号技术

1.本发明涉及雷达通信一体化信号处理技术领域，具体涉及针对时变快衰落信道的雷达通信一体化信号技术。


背景技术：

2.雷达和通信是现代电子设备系统中广泛装备的两种典型功能，分别肩负着目标探测跟踪和设备间信息传输的任务。从传统发展模式来看，二者基于不同的功能和工作频段，秉承着各自独立的发展路线。但是随着现代信息技术的不断发展，雷达设备和通信设备软硬件资源共享趋势逐渐加深，结合雷达和通信两种功能的一体化设计成为近年来的研究热点。雷达通信一体化是在现有系统硬件条件下，实现目标探测的同时进行高数据率传输。雷达通信一体化波形设计是实现一体化系统的关键，常见的一体化波形可分为复用波形和正交波形，其中复用波形因可最大程度实现设备和频谱资源的利用成为研究重点。在传统的雷达通信一体化波形研究中，基于ofdm(orthogonal frequency division multiplexing)的雷达通信一体化信号凭借优良的探测能力，较高的分辨力以及实现简单等优点受到广泛应用。但在实际应用中，ofdm信号存在一些难以避免的缺点，如对多普勒敏感和高带外辐射等。相比ofdm信号，fbmc(filter bank multicarrier)信号具有高频谱利用率，低带外泄露和时频聚焦性等优点，同时引入交错正交幅度调制(offset quadrature amplitude modulation，oqam)提高了系统的抗干扰能力，在通信研究中被认为是5g的主要备选技术。因此将fbmc技术应用到雷达通信一体化波形设计中具有较大的优势和潜力。
3.fbmc在原理上与ofdm具有很强的相似性。然而，不同于ofdm的是fbmc并不满足子载波在复数域正交，仅在实数域严格正交。这一差异导致fbmc即使实现完美同步，在接收端仍会存在固有虚部干扰，这也是基于fbmc框架的雷达通信一体化信号所面临的最主要问题。对于通信传输而言，在复信道传输过程中，系统虚部干扰和信道响应叠加，影响信道估计准确性。这意味着传统的信道估计方法无法直接应用于fbmc。而对于雷达探测而言，目标回波中虚部干扰会与目标信息叠加，影响探测性能。
4.针对fbmc信道估计存在虚部干扰的问题，解决方法大致可以分为干扰利用和干扰消除两大类。基于干扰利用的信道估计算法，主要是利用干扰近似法(interference approximation method，iam)获得近似的估计干扰值，并将其作为等效导频能量，进而提高导频符号的等效导频功率，从而提高系统信道估计性能。这类信道估计方法一般采用块状导频，将前三个符号作为导频，并将这些位置上的符号全部设为已知值，通过对导频结构进行更加合理的设计来增大等效导频的功率，降低噪声影响。但是由于一次导频的插入需要占用三个符号，在雷达通信一体化的时变快衰落信道下会导致导频插入非常频繁。如果使用iam方法，会消耗巨大的资源。基于干扰消除的信道估计算法则是对分散式导频进行研究。在fbmc系统发射端对导频结构进行优化设计，使固有干扰不会影响导频，因此在接收端可以直接使用传统信道估计方法。干扰消除方法主要分为辅助导频(auxiliary pilot，ap)法和预编码法。其中辅助导频法通过预留一个辅助项来消除干扰计算窗口内的固有干扰，
且干扰计算窗口越大，干扰消除越干净。但是过大的干扰计算窗口会导致导频时域间隔变大，因此不能应对快时变信道。预编码法则是引入预编码的方法以抵消固有干扰，编码方法的最大优势在于没有使用额外的功率用于虚部干扰抵消，具有较低峰均比。然而，编码方法并不能完全抵消导频符号受到的虚部干扰。采用较长的码字可以解决这一问题，但这会增加发送端编码和接收端解码的复杂度。现有关于信道估计的研究大部分都集中在慢衰落信道的信道估计，对快衰落信道鲜有研究。本文针对时变快衰落信道研究雷达通信一体化信号设计方法，基于ap法提出交错梳状导频法，实现干扰消除的同时跟踪信道变化。针对固有干扰对雷达性能的影响和雷达引入实干扰的问题，利用雷达数据作为导频消除干扰影响，并提出实干扰补偿算法进行干扰补偿。


技术实现要素：

5.本发明针对时变快衰落信道研究雷达通信一体化信号设计方法，基于辅助导频法提出交错梳状导频法，实现干扰消除的同时跟踪信道变化。针对固有干扰对雷达性能的影响和雷达引入实干扰的问题，利用雷达数据作为导频消除干扰影响，并提出实干扰补偿算法进行干扰补偿。
6.本发明的目的可以通过以下技术方案实现：
7.针对时变快衰落信道的雷达通信一体化信号技术，包括以下步骤：
8.步骤a1:在调制端，首先将通信数据进行编码、数字调制、oqam预处理及消除雷达对通信干扰，并与雷达数据子载波复用结合为雷达通信一体化信号；为了消除雷达受到的固有干扰影响，一体化信号利用雷达作为导频，实现通信对雷达干扰消除且节省频谱资源；
9.步骤a2:一体化信号乘以因子进行相位变换，再在频率域进行k点上采样后经原型滤波器频域系数g(l)作用；然后，经km点ifft作用以实现子载波调制；最后ifft输出信号经并串转换及重叠移位相加得到发送信号；
10.步骤a3:在通信解调端，将接收的雷达通信一体化信号进行滑窗接收、串并转换、fft变换后，再经过原型滤波器频率解扩，然后提取作为导频的雷达数据进行信道估计、信道均衡和oqam后处理，最后经数字解调、解码得到通信数据；
11.步骤a4:在雷达解调端，将回波信号进行滑窗接收、串并转换、fft变换后，再经过原型滤波器频率解扩，然后提取雷达数据进行雷达信号处理得到目标相关信息。
12.在一些公开中，所述步骤a1中放置导频的来消除虚部干扰的思想源于辅助导频，辅助导频的思想就是在导频的邻域范围内选取一个时频格点将其作为辅助导频点，用来消除导频周围数据对导频的干扰。若将导频周围数据对中心导频位置的干扰系数用u
m,n
表示，则虚部干扰可表示为：
[0013][0014]
其中，a
m,n
表示经过实虚分离生成的实数信号，u
m,n
表示原型滤波器的干扰系数，m、n分别表示子载波与符号位置，表示导频所在时频格点的虚部干扰之和。那么辅助导频可设为：
[0015][0016]
式中，ma,na分别表示辅助导频所在的子载波和符号位置，ω
δm,δn
表示导频周围时频区域，表示辅助导频数据，示辅助导频所在时频点对导频的干扰系数。
[0017]
在一些公开中，影响辅助导频功率的因素主要有周围数据干扰的叠加项和自身对中心导频的干扰系数的除数项；若干扰系数较小会导致辅助导频的值较大，从而提高峰均比；辅助导频一般放置在导频的左右两侧即同子载波的相邻时间位置上。
[0018]
在一些公开中，所述步骤1中fbmc雷达通信一体化信号利用雷达信号离散频点作为通信信号的导频，在消除虚部干扰对雷达影响的同时节省了频谱资源；但是雷达信号离散频点为复数据，对周围通信数据不仅存在虚部干扰，还会引入实部干扰；接收端通信信号cm′
,n
可表示为：
[0019][0020]
其中，i
m，n
表示时频点(m,n)位置的虚部干扰；表示雷达复数据对时频点(m,n)位置的复干扰，im(
·
)表示取虚，re(
·
)表示取实；对于通信子载波，虚部干扰可以在接收端通过取实消除，但是实部干扰不能通过取实消除；为了消除实干扰影响，基于干扰利用的思想进一步提出通信实干扰补偿算法。
[0021]
在一些公开中，所述干扰利用就是利用干扰近似法将导频周围的已知干扰看作导频的一部分，用于增大导频功率；在时频位置(m0,n0)上，导频在接收端的等效信号可表示为导频与已知干扰的和，即
[0022]
同理，将式(13)中的通信信号与实干扰的和视为接收端通信信号的等效信号，即若想在接收端获得原始通信信号，可以通过在发射端预先补偿已知的雷达实干扰。
[0023]
本发明的有益效果：
[0024]
本发明所述的一种基于fbmc交错梳状谱的雷达通信一体化信号技术，不仅实现一体化系统精准目标探测，而且对于通信信号处理上，信道估计技术采用交错梳状谱能获得理想的信道估计值，满足高速无线通信的误码率要求。
[0025]
本发明在fbmc框架下，基于雷达、通信和辅助导频子载波优化提出了fbmc交错梳状谱雷达通信一体化信号设计方法。首先，分析了fbmc系统固有干扰对雷达与通信性能的影响，提出一种交错梳状辅助导频法，在不缩小干扰计算窗口的同时减小导频时域间隔，从而实现干扰消除和跟踪信道变化，适应时变快衰落信道。并利用雷达数据作为通信导频，解决了固有干扰对雷达的影响，同时节省了频谱资源。其次，针对雷达复数据对周围通信数据引入的实干扰，基于干扰利用的思想提出了雷达通信一体化信号的实干扰补偿算法，通过在发射端预先补偿实干扰，使发射的通信数据与实干扰在接收端结合还原出原始通信数据。
附图说明
[0026]
下面结合附图对本发明作进一步的说明。
[0027]
图1为辅助导频示意图
[0028]
图2为交错梳状谱辅助导频结构时频图
[0029]
图3为一体化信号信号调制框图
[0030]
图4为fbmc交错梳状谱雷达通信一体化信号仿真场景图
[0031]
图5为误码率随信噪比变化曲线
[0032]
图6为不同频偏下误码率对比图
[0033]
图7为节点a的雷达探测结果图
[0034]
图8为雷达点扩展函数图
具体实施方式
[0035]
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。
[0036]
下面结合说明书附图对本发明的具体实施方式作进一步详细的说明。
[0037]
在时变信道背景下，基于梳状导频的信道估计是一种很好的选择，因为导频可以时刻追踪信道的变化。因此本文设计一种改进的辅助导频结构，它将导频和辅助导频的位置交错开来，实现任意符号都发送导频达到近似梳状导频的结构，从而实现信道追踪。并考虑到雷达信号作导频引入实部干扰的问题，进一步提出通信实干扰补偿算法，消除了通信位置的实部干扰。具体通过以下步骤来实现：
[0038]
步骤a1:在调制端，首先将通信数据进行编码、数字调制、oqam预处理及消除雷达对通信干扰，并与雷达数据子载波复用结合为雷达通信一体化信号。为了消除雷达受到的固有干扰影响，一体化信号利用雷达作为导频，实现通信对雷达干扰消除且节省频谱资源。该调制步骤中的雷达通信互干扰消除将在下文进一步展开研究；
[0039]
步骤a2:一体化信号乘以因子进行相位变换，再在频率域进行k点上采样后经原型滤波器频域系数g(l)作用。然后，经km点ifft作用以实现子载波调制。最后ifft输出信号经并串转换及重叠移位相加得到发送信号；
[0040]
步骤a3:在通信解调端，将接收的雷达通信一体化信号进行滑窗接收、串并转换、fft变换后，再经过原型滤波器频率解扩，然后提取作为导频的雷达数据进行信道估计、信道均衡和oqam后处理，最后经数字解调、解码得到通信数据；
[0041]
步骤a4:在雷达解调端，将回波信号进行滑窗接收、串并转换、fft变换后，再经过原型滤波器频率解扩，然后提取雷达数据进行雷达信号处理得到目标相关信息。
[0042]
进一步的，所述步骤a1中放置导频的来消除虚部干扰的思想源于辅助导频，辅助导频的思想就是在导频的邻域范围内选取一个时频格点将其作为辅助导频点，用来消除导频周围数据对导频的干扰。若将导频周围数据对中心导频位置的干扰系数用u
m,n
表示，则虚部干扰可表示为：
[0043][0044]
其中，a
m,n
表示经过实虚分离生成的实数信号，u
m,n
表示原型滤波器的干扰系数，m、n分别表示子载波与符号位置，表示导频所在时频格点的虚部干扰之和。那么辅助导频可设为：
[0045][0046]
式中，ma,na分别表示辅助导频所在的子载波和符号位置，ω
δm,δn
表示导频周围时频区域，表示辅助导频数据，示辅助导频所在时频点对导频的干扰系数。由上式不难发现，影响辅助导频功率的因素主要有周围数据干扰的叠加项和自身对中心导频的干扰系数的除数项。若干扰系数较小会导致辅助导频的值较大，从而提高峰均比。因此辅助导频一般放置在导频的左右两侧即同子载波的相邻时间位置上，如图1(a)所示。
[0047]
传统辅助导频分布结构如图1(b)，虽然传统辅助导频可以基本消除导频位置的干扰，但是由于导频一般是离散放置，因此难以应对现实中的时变信道，无法进行准确的信道估计。为了消除导频位置存在的虚部干扰并且能够适应现实信道，本文提出了一种交错梳状谱的辅助导频结构，为了方便表达，其导频结构设置如图2所示。
[0048]
步骤1中fbmc雷达通信一体化信号利用雷达信号离散频点作为通信信号的导频，在消除虚部干扰对雷达影响的同时节省了频谱资源。但是雷达信号离散频点为复数据，对周围通信数据不仅存在虚部干扰，还会引入实部干扰。接收端通信信号cm′
,n
可表示为：
[0049][0050]
其中，i
m，n
表示时频点(m,n)位置的虚部干扰；表示雷达复数据对时频点(m,n)位置的复干扰，im(
·
)表示取虚，re(
·
)表示取实。对于通信子载波，虚部干扰可以在接收端通过取实消除，但是实部干扰不能通过取实消除。因此，如何消除雷达复数据对周围时频点产生的实部干扰是基于fbmc交错梳状谱雷达通信一体化信号设计的另一个关键。为了消除实干扰影响，本文基于干扰利用的思想进一步提出通信实干扰补偿算法。
[0051]
干扰利用就是利用干扰近似法将导频周围的已知干扰看作导频的一部分，用于增大导频功率。在时频位置(m0,n0)上，导频在接收端的等效信号可表示为导频与已知干扰的和，即
[0052]
同理，将式(13)中的通信信号与实干扰的和视为接收端通信信号的等效信号，即若想在接收端获得原始通信信号，可以通过在发射端预先补偿已知的雷达实干扰。
[0053]
为了验证上一节所提出的雷达通信一体化信号性能，这里基于fbmc交错梳状谱雷达通信一体化信号仿真分析分为通信性能分析、雷达干扰分析和雷达通信一体化信号节点通信与目标探测仿真实验。实验参数设置如下：
[0054]
·
符号数(n)/子载波个数(m)：12/9600
[0055]
·
抽样频率(mhz)：120
[0056]
·
叠加因子：4
[0057]
·
导频频率间隔：12
[0058]
·
调制方式：16qam
[0059]
·
原型滤波器：phydyas
[0060]
·
噪声模型：独立同分布加性高斯白噪声
[0061]
·
信道模型：多径莱斯信道
[0062]
仿真信号如图1传统ap结构与图2交错梳状谱结构所示放置导频。如图3基于fbmc交错梳状谱的雷达通信一体化系统结构图所示。仿真场景如图4所示。按照如下步骤进行具体实施：
[0063]
步骤1:在调制端，首先将通信数据进行编码、数字调制、oqam预处理及消除雷达对通信干扰，并与雷达数据子载波复用结合为雷达通信一体化信号。为了消除雷达受到的固有干扰影响，一体化信号利用雷达作为导频，实现通信对雷达干扰消除且节省频谱资源；
[0064]
步骤2:一体化信号乘以因子进行相位变换，再在频率域进行k点上采样后经原型滤波器频域系数g(l)作用。然后，经km点ifft作用以实现子载波调制。最后ifft输出信号经并串转换及重叠移位相加得到发送信号。
[0065]
步骤3:在通信解调端，将接收的雷达通信一体化信号进行滑窗接收、串并转换、fft变换后，再经过原型滤波器频率解扩，然后提取作为导频的雷达数据进行信道估计、信道均衡和oqam后处理，最后经数字解调、解码得到通信数据；
[0066]
步骤4:在雷达解调端，将回波信号进行滑窗接收、串并转换、fft变换后，再经过原型滤波器频率解扩，然后提取雷达数据进行雷达信号处理得到目标相关信息。
[0067]
将接收端数据分别提取进行雷达处理与通信处理，处理结果如图5和图6所示。图5为本文提出的交错梳状辅助导频法与传统ap信道估计算法在不同信道条件下的误码率仿真曲线图。仿真信道模型是在itu-pa信道的基础上引入不同多普勒频移fd。从图5中可以看出，在无频偏的平坦衰落信道中，本发明交错梳状辅助导频法在低信噪比条件下与传统ap法误码率性能相近；在高信噪比条件下，本发明算法要优于ap法；在误码率为10-5
时，本发明算法所需信噪比比传统ap法低5db。图5(b)引入多普勒频偏，可以看出ap法误码率明显恶化，而本文算法仍然保持着较低的误码率。
[0068]
图6是信噪比snr＝30db时不同频偏下的误码率对比图。由图中可以看出随着多普勒频移fd增大，本文算法相比于ap法始终具有更低的误码率，如在fd＝0.1
×
δf时，本文误码率在10-5
数量级，而ap法误码率在10-2
数量级，本文算法可以获得更精确的信道估计值。
[0069]
在节点a对接收到的fbmc雷达通信一体化信号回波解调出导频位置的雷达数据，与参考信号进行匹配滤波和动目标检测处理，可得到如图7所示雷达探测结果。图7(a)为距离向切片，可见三个目标距离分别100m、200m和300m。图7(b)为方位向切片，可见三个目标速度为-5m/s、10m/s和0m/s。图7(c)为距离-多普勒图可见三个目标，目标信息与所设目标m1、m2和节点b一致，因此本文所设计的fbmc雷达通信一体化信号可以准确的进行目标探测。图8为雷达通信一体化信号雷达解调回波的点扩展函数图。由于本文雷达通信一体化信号的雷达子载波采用的是chirp信号，故其点扩展函数近似为sinc函数。根据图8仿真结果
计算可知雷达距离分辨率为1.32m，峰值旁瓣比为-13.32db，积分旁瓣比为-9.98db。由此可见，本文所设计的fbmc交错梳状谱雷达通信一体化信号具有较好的雷达探测性能。
[0070]
综上可见，利用交错梳状谱辅助导频结构，可使任意时刻都发送导频，从而可以有效应对快时变信道，解决了传统辅助导频结构离散不能追踪信道的问题。并利用雷达数据作为通信导频，解决了固有干扰对雷达的影响，同时节省了频谱资源。验证分析结果表示在不同频偏下本文交错梳状辅助导频法比传统ap法具有更低的误码率，满足高数据率通信要求。并且利用雷达信号做导频，消除了固有干扰对雷达的影响，获得较理想雷达探测性能
[0071]
在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“示例”、“具体示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。
[0072]
以上显示和描述了本发明的基本原理、主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。

技术特征：
1.针对时变快衰落信道的雷达通信一体化信号技术，其特征在于，包括以下步骤：步骤a1:在调制端，首先将通信数据进行编码、数字调制、oqam预处理及消除雷达对通信干扰，并与雷达数据子载波复用结合为雷达通信一体化信号；为了消除雷达受到的固有干扰影响，一体化信号利用雷达作为导频，实现通信对雷达干扰消除且节省频谱资源；步骤a2:一体化信号乘以因子进行相位变换，再在频率域进行k点上采样后经原型滤波器频域系数g(l)作用；然后，经km点ifft作用以实现子载波调制；最后ifft输出信号经并串转换及重叠移位相加得到发送信号；步骤a3:在通信解调端，将接收的雷达通信一体化信号进行滑窗接收、串并转换、fft变换后，再经过原型滤波器频率解扩，然后提取作为导频的雷达数据进行信道估计、信道均衡和oqam后处理，最后经数字解调、解码得到通信数据；步骤a4:在雷达解调端，将回波信号进行滑窗接收、串并转换、fft变换后，再经过原型滤波器频率解扩，然后提取雷达数据进行雷达信号处理得到目标相关信息。2.根据权利要求1所述的针对时变快衰落信道的雷达通信一体化信号技术，其特征在于，所述步骤a1中放置导频的来消除虚部干扰的思想源于辅助导频，辅助导频的思想就是在导频的邻域范围内选取一个时频格点将其作为辅助导频点，用来消除导频周围数据对导频的干扰；若将导频周围数据对中心导频位置的干扰系数用u
mn
表示，则虚部干扰可表示为：其中，a
m,n
表示经过实虚分离生成的实数信号，u
m,n
表示原型滤波器的干扰系数，m、n分别表示子载波与符号位置，i
m0,n0
表示导频所在时频格点的虚部干扰之和。那么辅助导频可设为：式中，m
a
,n
a
分别表示辅助导频所在的子载波和符号位置，表示导频周围时频区域，表示辅助导频数据，表示辅助导频所在时频点对导频的干扰系数。3.根据权利要求2所述的针对时变快衰落信道的雷达通信一体化信号技术，其特征在于，影响辅助导频功率的因素主要有周围数据干扰的叠加项和自身对中心导频的干扰系数的除数项；若干扰系数较小会导致辅助导频的值较大，从而提高峰均比；辅助导频一般放置在导频的左右两侧即同子载波的相邻时间位置上。4.根据权利要求1所述的针对时变快衰落信道的雷达通信一体化信号技术，其特征在于，所述步骤1中fbmc雷达通信一体化信号利用雷达信号离散频点作为通信信号的导频，在消除虚部干扰对雷达影响的同时节省了频谱资源；但是雷达信号离散频点为复数据，对周围通信数据不仅存在虚部干扰，还会引入实部干扰；接收端通信信号c
′
m,n
可表示为：其中，i
m,n
表示时频点(m,n)位置的虚部干扰；表示雷达复数据对时频点(m,n)位置的复干扰，im(
·
)表示取虚，re(
·
)表示取实；对于通信子载波，虚部干扰可以
在接收端通过取实消除，但是实部干扰不能通过取实消除；为了消除实干扰影响，基于干扰利用的思想进一步提出通信实干扰补偿算法。5.根据权利要求4所述的针对时变快衰落信道的雷达通信一体化信号技术，所述干扰利用就是利用干扰近似法将导频周围的已知干扰看作导频的一部分，用于增大导频功率；在时频位置(m0,n0)上，导频在接收端的等效信号可表示为导频与已知干扰的和，即同理，将式(13)中的通信信号与实干扰的和视为接收端通信信号的等效信号，即若想在接收端获得原始通信信号，可以通过在发射端预先补偿已知的雷达实干扰。

技术总结
本发明公开了针对时变快衰落信道的雷达通信一体化信号技术，属于雷达通信一体化信号处理技术领域。本申请所提出的针对时变快衰落信道的雷达通信一体化信号技术，不仅实现一体化系统精准目标探测，而且对于通信信号处理上，信道估计技术采用交错梳状谱能获得理想的信道估计值，满足高速无线通信的误码率要求。满足高速无线通信的误码率要求。满足高速无线通信的误码率要求。


技术研发人员：王杰 陈军 张沂东 裴泽琳 张治中
受保护的技术使用者：南京信息工程大学
技术研发日：2023.05.31
技术公布日：2023/10/15