为电动机最小化直流链路电流纹波和声学噪声并减少直流链路电容器要求

为电动机最小化直流链路电流纹波和声学噪声并减少直流链路电容器要求
相关申请的交叉引用
1.本技术要求2020年10月9日提交的申请号为63/089,615的美国临时申请的权益，该美国临时申请通过引用并入本文。
技术领域
2.本发明的实施方式涉及通过注入从电流测定(profiling)获得的最佳相电流以减少直流链路电流纹波、转矩纹波和径向力纹波并消除力谐波的技术。本发明的实施方式涉及用于减少直流链路电容器要求的交错技术。本发明的实施方式涉及用于更集中的径向力控制的振型(mode shape)选择的技术。本发明的实施方式可能特别适用于电动机，例如开关磁阻电动机(srm)，尤其适用于其控制器。


背景技术：

3.与永磁同步电动机(pmsm)相比，某些电动机(例如开关磁阻电动机(srm))会表现出高温适应性、容错能力、坚固的结构、固有的磁通减弱能力和具竞争力的转矩密度。srm具有较简单的结构并且较容易以低成本制造，这使得它们在许多工业应用中(例如航空航天、汽车、研究和家用电器制造等)具有吸引力。
4.高振动和声学噪声是srm的主要缺点。srm噪声的两个主要原因是来自机械和电磁的原因。机械噪声的来源是轴承振动、安装问题、材料特性的不均匀和制造的不对称性。srm中的噪声的电磁原因可能是由电枢励磁产生的径向力，其导致定子径向变形。在径向srm中，当一个相被励磁时，来自励磁定子磁极的磁通量沿径向穿过气隙，从而在励磁定子磁极上产生大的径向力。该径向力使定子变形为椭圆形。径向变形连同定子磁极的横向摇摆产生定子的径向振动，从而导致srm中的高声学噪声。当srm的相周期性地通电和断电时，径向力和转矩的上升和下降产生纹波。
5.高转矩纹波和直流链路电流纹波是各种srm驱动应用中的主要问题。高直流链路电流纹波需要更大的直流链路电容器来消除电池中的低频谐波。驱动单元中体积更大的电容器会导致成本和体积显着增加。
6.已经提出了不同的控制算法以减少直流链路纹波。类似地，为了减少转矩纹波，已经提出了不同的控制策略，其包括利用换向角优化、电流曲线优化、转矩共享功能、模糊逻辑和dq控制。其他努力也旨在通过控制策略同时减少转矩和径向力纹波。另一些其他努力还包括用于多目标优化以减少转矩和径向力纹波的全面框架，以及为srm减少的转矩纹波和振动的基于控制优化的电流测定方法。
7.虽然这些已经提出的控制器可以实现某些目标，但是它们也被认为会阻碍其他指标的性能。例如，直流链路电流纹波的减少可能会对驱动操作带来更高的转矩纹波或声学噪声。
8.srm的其他一般缺点可以包括srm的非线性特性和srm的系统操作在输入侧会引起
高的直流链路电流纹波(这可能因此需要更高的直流母线电容)。在这方面的现有努力包括尝试同时控制存储的场能量和瞬时转矩，从而减少对直流链路电容器的要求。但是，相电流之间的过度重叠的要求一般会增加rms电流，从而导致绕组损耗。
9.其他努力包括使用集成的多端口和基于准z源转换器的功率去耦拓扑来减少直流链路中的电容要求。此外，还研究了使用直流-直流转换器通过对源电流进行有源滤波来减小直流链路电容器的尺寸的效果。此外，另一努力包括引入与直流母线并联的电源去耦技术，以减少直流链路电容器的数量。然而，这些努力通常需要额外的硬件，这会增加系统的成本、尺寸和复杂性。
10.在另一现有的努力中，提出了基于滞环电流控制器(hcc)的同步相换向方案，以减少到直流母线或来自直流母线的电流峰值。该方法牺牲了输出转矩纹波性能来降低直流链路电容器要求。在另一努力中，提出了直流链路电压控制方法来降低直流链路电容器要求。其他努力包括用于降低直流链路电容器要求的相电流整形方法。然而，在这些方法中，相的磁能不会馈送回到直流链路电容器中，而是暂时存储在机器相内。这会增加在逆变器开关和电动机相绕组上的电流应力。
11.进一步的努力包括母线峰值电流控制策略，其寻求确保直流链路电流的谐波成分集中在开关频率(f
sw
)范围内以降低直流链路电容器要求。此外，还提出了固定开关频率预测性电流控制(fsfpcc)策略。尽管fsfpcc通常可以帮助将直流链路电流的谐波成分集中在开关频率(f
sw
)范围内，但是其一般需要显著的电容器要求来消除开关频率(f
sw
)成分。
12.本领域仍然需要一种可以同时最小化直流链路电流纹波、转矩纹波和声学噪声的策略。此外，还希望减少用于电动机驱动的直流链路电容器要求。


技术实现要素：

13.本发明的一个实施方式提供了一种由电动机的控制器执行的方法，该方法包括以下步骤：生成控制参数，其中生成控制参数的步骤选自：将给定的参考转矩(t
ref
)以及速度命令输入到转矩生成查找表(lut)，以使得生成控制参数的步骤包括在给定的参考转矩和速度命令的转矩生成查找表；或者利用包括一个或多个分析方程或一个或多个函数的分析模型；将控制参数输入到直流链路电流纹波、转矩纹波和径向力纹波最小化查找表；将位置输入到直流链路电流纹波、转矩纹波和径向力纹波最小化查找表；从直流链路电流纹波、转矩纹波和径向力纹波最小化查找表生成参考电流曲线；以及将参考电流曲线输入到电动机。
14.第二实施方式提供了如上述任何实施方式的方法，其中参考电流曲线是最佳参考电流曲线。
15.第三实施方式提供了如上述任何实施方式的方法，其中控制参数包括换向角θ
on
和θ
off
以及参考电流i
ref
。
16.第四实施方式提供了如上述任何实施方式的方法，其中生成参考电流曲线的步骤是在电动机操作之前离线进行的。
17.第五实施方式提供了如上述任何实施方式的方法，其中输入参考电流曲线的步骤包括注入最佳电流波形和恒定参考电流。
18.第六实施方式提供了如上述任何实施方式的方法，其中生成参考电流曲线的步骤
包括多个迭代步骤。
19.第七实施方式提供了如上述任何实施方式的方法，其中生成参考电流曲线的步骤包括基于控制的电流测定。
20.第八实施方式提供了如上述任何实施方式的方法，其中基于控制的电流测定包括向带通滤波器(bpf)提供直流链路电流、转矩和径向力输入，从而获得直流链路电流纹波、转矩纹波和径向力纹波输出，以及向全局多目标优化步骤提供直流链路电流纹波、转矩纹波和径向力纹波输出。
21.第九实施方式提供了如上述任何实施方式的方法，其中全局多目标优化步骤包括由公式(9)定义的适配度函数：f
fitness
＝w1f1+w2f2+w3f3ꢀꢀꢀꢀꢀ
公式(9)其中w1、w2和w3分别是直流链路电流纹波、转矩纹波和径向力纹波的目标的用户输入权重，f1、f2和f3分别是用于直流链路电流纹波、转矩纹波和径向力纹波的目标的适配度值，其中w1、w2和w3以及f1、f2和f3包括初始值，并且其中w1、w2和w3以及f1、f2和f3可以在电动机操作期间从初始值修改。
22.第十实施方式提供了如上述任何实施方式的方法，其中w1、w2和w3以及f1、f2和f3的修改是基于不同的操作速度或不同的转矩条件的。
23.第十一c实施方式提供了如上述任何实施方式的方法，其中全局多目标优化步骤包括使适配度函数最小化从而使直流链路电流纹波、转矩纹波和径向力纹波最小化。
24.第十二实施方式提供了如上述任何实施方式的方法，其中生成参考电流曲线的步骤包括电流谐波注入。
25.第十三实施方式提供了如上述任何实施方式的方法，其中电流谐波注入包括：向带通滤波器(bpf)提供直流链路电流、转矩和径向力输入，从而获得直流链路电流纹波，转矩纹波和径向力纹波输出；将径向力输入提供给快速傅立叶变换(fft)块，从而提供径向力的谐波成分；以及向全局多目标优化步骤提供直流链路电流纹波、转矩纹波和径向力纹波输出以及径向力的谐波成分。
26.第十四实施方式提供了如上述任何实施方式的方法，其中全局多目标优化步骤包括由公式(23)定义的函数：其中是具有电流注入谐波系数的决策变量；w1、w2、w3、w4为权重因子；fft
fi
是在频率fi时的径向力谐波分量，idc
ripple
是直流链路电流纹波，t
ripple
是转矩纹波，f
ripple
是径向力纹波。
27.第十五实施方式提供了如上述任何实施方式的方法，其中全局多目标优化步骤包括使公式(23)的函数最小化从而使直流链路电流纹波、转矩纹波和径向力纹波最小化。
28.第十六实施方式提供了如上述任何实施方式的方法，其中，该电动机是开关磁阻电动机，该方法还包括交错的固定开关频率预测性电流控制的步骤，其包括当开关磁阻电动机的操作区域为a相和b相区域时，将在a相和b相的上部开关的载波信号之间的相移(δ
ab
)保持在180
°
以实施交错策略。
29.第十七实施方式提供了如上述任何实施方式的方法，其中交错的固定开关频率预测性电流控制的步骤还包括：当开关磁阻电动机的操作区域为b相和c相区域时，将在b相和c相的上部开关的载波信号之间的相移(δ
bc
)保持在180
°
以实施交错策略；以及当开关磁阻电动机的操作区域为c相和a相区域时，将在c相和a相的上部开关的载波信号之间的相移(δ
ca
)保持在180
°
以实施交错策略。
30.第十八第二实施方式提供了如上述任何实施方式的方法，还包括用于径向力的振型选择的步骤，从而实现改进的径向力控制。
31.第十九实施方式提供了如上述任何实施方式的方法，其中振型选择的步骤包括：通过额外的查找表计算在动态模拟期间气隙力的空间和时间分布；执行一维(1d)(空间)fft以确定气隙力的主要空间阶次；确定与主要空间阶次相关联的时间阶次；通过比例积分(pi)控制器将时间阶次馈送到参考电流生成中；以及通过多物理场振动合成来优化pi控制器的增益。
32.第二十实施方式提供了如上述任何实施方式的方法，其中时间阶次包括模式0和模式6。
33.第二十一实施方式提供了一种由开关磁阻电动机的控制器执行的方法，该方法包括交错的固定开关频率预测性电流控制的步骤，其包括：当开关磁阻电动机的操作区域为a相和b相区域时，将在a相和b相的上部开关的载波信号之间的相移(δ
ab
)保持在180
°
以实施交错策略；当开关磁阻电动机的操作区域为b相和c相区域时，将在b相和c相的上部开关的载波信号之间的相移(δ
bc
)保持在180
°
以实施交错策略；以及当开关磁阻电动机的操作区域为c相和a相区域时，将在c相和a相的上部开关的载波信号之间的相移(δ
ca
)保持在180
°
以实施交错策略。
34.第二十二实施方式提供了一种由电动机的控制器执行的方法，该方法包括振型选择的步骤，其包括：通过查找表计算在动态模拟期间气隙力的空间和时间分布；执行一维(1d)(空间)fft以确定气隙力的主要空间阶次；确定与主要空间阶次相关联的时间阶次，其中时间阶次包括模式0和模式6；通过比例积分(pi)控制器将时间阶次馈送到参考电流生成中；以及通过多物理场振动合成来优化pi控制器的增益。
35.第二十三实施方式提供了如上述任何实施方式的方法，其中电动机是磁阻电动机。
36.第二十四实施方式提供了如上述任何实施方式的方法，其中电动机是开关磁阻电动机。
37.第二十五实施方式提供了如上述任何实施方式的方法，其中电动机是同步磁阻电动机。
38.第二十六实施方式提供了如上述任何实施方式的方法，其中电动机是永磁电动机。
附图说明
39.通过参考以下描述、所附权利要求和附图将可更好地理解本发明的优点，其中在附图中：
40.图1为传统的控制驱动的框图；
41.图2是根据本发明一个或多个实施方式的电流曲线生成技术的框图；
42.图3是根据本发明一个或多个实施方式的电流曲线生成技术的框图；
43.图4是根据本发明一个或多个实施方式的用户定义的多目标的全局优化器的框图；
44.图5是根据本发明一个或多个实施方式的基于电流谐波注入的电流曲线优化的框图；
45.图6是根据本发明一个或多个实施方式的包括谐波电流注入的电流生成的框图；
46.图7是传统的三相srm驱动系统的框图；
47.图8是根据本发明一个或多个实施方式的用于srm驱动的相协同交错方法(phase collaborative interleaving method)的框图，其中针对a相和b相示出了协同控制；
48.图9是根据本发明一个或多个实施方式的用于确定交错角的方法的框图；
49.图10是根据本发明一个或多个实施方式的用于径向力控制的振型选择方法的框图；
50.图11是传统的驱动系统的框图；
51.图12是根据本发明一个或多个实施方式的电流曲线生成技术的框图；
52.图13是根据本发明一个或多个实施方式的电流曲线生成技术的框图；
53.图14是根据本发明一个或多个实施方式的基于电流谐波注入的电流曲线优化的框图；
54.图15是根据本发明一个或多个实施方式的包括谐波电流注入的电流生成的框图；
55.图16a是示出用于传统的电流方法的相电流的模拟波形的曲线图；
56.图16b是示出用于根据本发明一个或多个实施方式的电流方法的相电流的模拟波形的曲线图；
57.图16c是示出用于根据本发明一个或多个实施方式的电流方法的相电流的模拟波形的曲线图；
58.图17是示出直流链路电流纹波的比较的曲线图；
59.图18是示出转矩纹波的比较的曲线图；
60.图19是示出径向力纹波的比较的曲线图；
61.图20a是示出用于hcc的相电流的曲线图；
62.图20b是示出用于fsfpcc的相电流的曲线图；
63.图20c是示出用于根据本发明一个或多个实施方式的方法的相电流的曲线图；
64.图21a是示出用于hcc的单独逆变器电流的曲线图；
65.图21b是示出用于fsfpcc的单独逆变器电流的曲线图；
66.图21c是示出用于根据本发明一个或多个实施方式的方法的单独逆变器电流的曲线图；
67.图22a是示出用于hcc的总逆变器电流的曲线图；
68.图22b是示出用于fsfpcc的总逆变器电流的曲线图；
69.图22c是示出用于根据本发明一个或多个实施方式的方法的总逆变器电流的曲线图；
70.图23是示出用于hcc、fsfpcc和根据本发明一个或多个实施方式的方法的逆变器
电流的比较式傅立叶分析的曲线图，其示出了在低频区域的比较；
71.图24是示出用于hcc、fsfpcc和根据本发明一个或多个实施方式的方法的逆变器电流的比较式傅立叶分析的曲线图，其示出了在宽频率区域的比较；
72.图25是示出用于hcc、fsfpcc和根据本发明一个或多个实施方式的方法的直流链路电流的比较式fft的曲线图；
73.图26是示出关于传统的控制方法的一些细节的曲线图；以及
74.图27是示出关于根据本发明一个或多个实施方式的方法的一些细节的曲线图。
具体实施方式
75.本发明的一个或多个实施方式涉及一种用于同时减少直流链路电流纹波、转矩纹波和径向力纹波以及消除力谐波的技术。这些好处可以通过注入最佳相电流(其从使用多目标优化技术的电流测定方法(current profiling method)获得的)来实现，同时保持机器的输出性能。电流测定方法可以是基于控制的电流测定方法和电流谐波注入方法中的一种或多种。用户可以根据所需的应用而为电流测定方法中的不同目标选择特定的权重。电流谐波注入方法一般包括向电动机相电流注入谐波，以抑制主要径向力谐波，减少直流链路电流转矩和径向力纹波。有利地，可以使在声学噪声和振动的生成方面较主要的径向力的特定谐波最小化。此外，可以使用多目标优化技术对电流曲线进行全局分析。除了有效和可靠的驱动操作之外，本发明的实施方式的控制器可以在广泛的操作速度范围内生成最佳电流曲线。
76.本发明的一个或多个实施方式涉及一种交错技术，其用于减少用于电动机驱动(例如开关磁阻电动机(srm)驱动)的直流链电容器要求。交错技术可以减少直流链路电流的主要谐波成分(其集中在开关频率的两倍(2f
sw
)附近)，这进而可以减少直流链路电容器要求。交错技术还允许降低转换器的开关频率，以用于实现更高的系统效率同时保持相对较低的直流链路电容器要求。作为进一步的优点，交错技术不需要相电流整形(shaping)，这确保了在逆变器开关和电动机相绕组上没有额外的电流应力。此外，一般不需要额外的硬件来实施该交错技术。
77.本发明的一个或多个实施方式涉及用于径向力的振型(mode shape)选择，以便实现更集中的径向力控制。该技术包括通过利用基于查找表的方法在动态模拟期间计算气隙力(airgap force)的空间和时间分布。气隙力的主要空间阶次(spatial order)由1d(空间)-fft识别。通过比例积分(pi)控制器将与主要空间阶次相关联的时间阶次馈送到参考电流生成中。此外，通过多物理场振动合成方法对pi控制器的增益进行优化。有利地，由于总径向力纹波不被馈送到控制器，因此由于测定的峰值相电流可以相对较低。该技术还可以减轻噪声、振动和声振粗糙度(nvh)。
78.如上所述，一个或多个实施方式涉及一种用于同时减少直流链路电流纹波、转矩纹波和径向力纹波以及消除力谐波的技术。该技术也可称为相电流整形或生成相电流曲线。该技术包括对某些目标进行加权，其中权重可以被调整以将重要性赋予不同的目标。然后可以调整由此产生的电流波形，以实现所有所需的目标。该技术还可以使对srm的每安培转矩性能的影响最小化。减少径向力纹波和转矩纹波也倾向于减少srm中的声学噪声降低。此外，如果径向力在机器的固有频率(natural frequency)附近具有谐波分量，则本技术将
在那些频率处将具有显着的效果。
79.电动机(例如开关磁阻电动机)对于本领域技术人员来说是一般已知的，尽管本文将解释关于开关磁阻电动机的一些细节。开关磁阻电动机是通过磁阻转矩运行的电动机，其中功率被传送到定子的绕组而不是转子的绕组。srm相被顺序地励磁以不间断地产生电磁转矩。一旦相被励磁，则最靠近励磁定子磁极的转子磁极旋转以通过与励磁定子磁极重叠来使磁通路径的磁阻最小化。
80.现在解释关于用于动态建模的声学噪声原理和电磁分析的一些细节。当转子磁极与定子磁极完全对准时，最大量的磁通量从励磁定子磁极流向转子磁极，因此施加最大量的电磁力。电磁力f包括两个分量；切向力f
t
和径向力fr。转矩是由定子和转子之间的电磁力的切向部分产生的，其也会引起定子齿的切向振动。然而，径向力是振动的主要原因。对于三相电动机，对于a相、b相和c相的定子磁极的径向力分别指定为f
ra
、f
rb
和f
rc
。
81.如公式(1)所示，由三相的励磁所产生的径向力的总和可以被视为所有力的代数和(algebraic sum)。f
r_sum
＝f
ra
+f
rb
+f
rc
ꢀꢀꢀꢀ
公式(1)如公式(2)所示，气隙力可以利用马克士威应力张量(maxwell stress tensor)t计算：其中b是磁通密度，μ0是自由空间磁导率，并且是单位法向量。如公式(3)所示，力f是沿表面的线积分(ds)计算的。f＝∫tds
ꢀꢀꢀ
公式(3)如上所述，力f包括切向力f
t
分量和径向力fr分量，其如在公式(4)和公式(5)中进一步给出的那样，其中br和b
t
是磁通密度的径向分量和切向分量。
82.现在解释关于传统的控制技术的一些细节。由于相独立地运行(这可以通过不对称半桥结构(ahb)实现)，因此srm的逆变器拓扑与其他交流驱动不同。图1示出了传统的驱动的硬件结构以及控制框图。来自外部控制器的转矩命令通过预定的查找表(lut)被转换为参考电流和换向角。连接到srm轴的解析器测量转子的位置以进行相换向和速度估计。电流控制块通过生成用于逆变器的栅极开关信号来调节相电流。相电流传感器向电流控制器块提供电流测量，以实现闭环电流调节。
83.虽然图1所示的传统的控制技术在整个相励磁过程中使用恒定的参考电流，但是本发明一个或多个实施方式的控制技术旨在针对不同的目标对参考电流进行整形。基于控制的技术旨在找出最佳电流形状，其减少直流链路、转矩和径向力纹波。这由此使振动和声学噪声最小化同时将转矩保持在所需范围内。
84.参考图2，图2示出了根据本发明一个或多个实施方式将电流测定技术结合到现有
的控制系统中。传统的转矩控制方法利用转矩生成查找表(lut)在给定的参考转矩(t
ref
)和速度命令下生成控制参数(i
ref
、θ
on
、θ
off
)。i
ref
也从参考电流-转矩-速度lut中获得。然后，可以在允许的范围内迭代地确定换向角的最佳值。在一个或多个实施方式中，可以使用包括一个或多个分析方程和/或一个或多个函数的分析模型来代替转矩生成查找表(lut)。当使用时，分析模型可以说是将转矩与参考电流和角度相关联。当使用时，可以基于特定的机器类型及其特定的设计参数来设计分析模型。
85.然后，一个过程(其可以被称为离线过程)被用于确定参考电流曲线，该参考电流曲线可以是最佳参考电流曲线。该离线过程利用获得的直流链路电流、转矩和径向力纹波最小化lut，从而生成参考电流曲线(作为位置及其θ
on
和θ
off
角度的函数)，其可以被优化。同样，也可以优化直流链路电流、转矩和径向力纹波最小化lut。除了恒定的参考电流之外，该生成的电流曲线也可以用于注入最佳电流波形。一旦从基于控制的优化方法获得最佳电流形状，则srm控制器可以通过逆变器将波形驱动到相绕组。
86.随着对离线性质的进一步描述，所获得的直流链路电流、转矩和径向力纹波最小化lut是在操作之前离线生成的。但是，参考电流曲线可以进一步依赖在操作期间的位置反馈信号。换句话说，虽然lut的生成是离线的(其可以包括基于实验测试和/或模拟生成模型，并且可以包括生成最佳电流波形)，但是后续控制是基于实际的测量实时实施的。
87.如以下将进一步讨论的，公开了两种用于制定参考电流曲线的方法：基于控制的电流测定以及电流谐波注入。
88.对于基于控制的电流测定方法，图3示出了基于控制的电流曲线优化框图。如图3所示，转矩和径向力可以从包括一个或多个分析方程的分析模型估计，并且直流链路电流纹波、转矩纹波和径向力纹波被过滤以作为到全局最小优化算法的输入，从而找出对参考电流的最佳电流谐波注入。对于给定的相电流和位置，可以分别使用srm转矩模型和径向力模型生成相转矩(ta、tb、tc)和径向力(f
ra
、f
rb
、f
rc
)。
89.对于全局多目标优化，可以实施带通滤波器(bpf)以获取仅转矩纹波、径向力纹波和直流链路电流纹波(没有直流分量)。与直流链路纹波一样，低频径向力纹波和转矩纹波也包含n
pnrp
阶次，其中n
p
是相的数量而n
rp
是转子磁极的数量。取决于需要消除的阶次的数量，可以确定用于径向力纹波和转矩纹波的带通滤波器的带宽。径向力纹波和转矩纹波的频率分量应当是离线确定的。
90.全局多目标优化方法然后同时使用闭环纹波减少方法以生成注入电流，其被示出为i
dc_link_control
、i
tr_control
和i
fr_control
，它们结合形成i
inj
。通过将注入电流i
inj
和传统参考电流i
ref
相加可以获得建议的电流曲线i
ref_proposed
。
91.作为对全局多目标优化的进一步描述，全局多目标优化过程可以通过非常高带宽的闭环控制器实现。在此优化过程中，直流链路电流纹波、转矩纹波和力纹波控制器同时操作以实现纹波减少目标。然后，优化过程将增强的(augmented)误差信号发送到控制器，以生成注入相电流，从而使直流链路电流、转矩和力纹波最小化。
92.这在图4中进一步示出，其中图4示出了用户定义的多目标优化器的框图。在图4的框图中，电流纹波限制由系统控制器调整，并且用户定义转矩纹波、径向力或直流链路电流纹波的权重以用于参考电流。可以使用实施迭代转矩、径向力和直流链路电流纹波最小化块的控制器来使所有三个纹波最小化。迭代转矩和径向力纹波最小化块通过在每次迭代中
调整误差增益和误差遗忘限制来减少直流链路电流、转矩和径向力纹波。一般来说，迭代步骤可以一直进行，直到达到所需的性能(在允许的公差内，其中这些允许的公差可以由用户为特定的机器确定)。例如，参考图4，示出了允许的直流链路电流纹波idc
re
、转矩纹波t
re
和径向力纹波f
re
，并且迭代可以包括迭代调整相电流直到达到这些变量的允许限制。
93.该优化机制旨在将纹波成分减少到零，如这里进一步解释的。控制回路中的纹波误差信号取公式(8)：e(θ)＝-fr(θ)如果e(θ)》f
re
(ti)或e(θ)《-f
re
(ti)否则，公式(8)其中，ti是用于优化的迭代次数。f
re
(ti)限定了一个水平，其中低于该水平的误差力纹波会被忽略，而f
km
(ti)是力纹波误差的增益。这两个变量都可以迭代调整以实现用于减少直流链路电流、转矩和径向力纹波的优化。优化算法检查直流链路、转矩和径向力纹波的当前水平，并将其与用户指定的权重比进行比较。如果存在差异，则优化算法将会在下一个迭代周期中调整f
re
和f
km
。
94.通过图4的进一步描述，约束(constrained)非线性优化和扫频(sweeping)方法被用于多目标优化。引入了单独控制评估机制，将其汇聚到多目标结构，其包括不同的单个目标及其相应的权重的总和。多目标直流链路、径向力和转矩纹波优化中的适配度函数(fitness function)如公式(9)所示：f
fitness
＝w1f1+w2f2+w3f3ꢀꢀꢀ
公式(9)其中w1、w2和w3分别是直流链路、转矩和径向力纹波目标的权重，并且f1、f2和f3分别是直流链路电流、转矩和径向力纹波目标的适配度值。用户可以输入w1、w2和w3以及f1、f2和f3的值。此外，w1、w2和w3及f1、f2和f3可以包括初始值，并且在操作期间可以从这些初始值修改这些初始值。换句话说，w1、w2和w3及f1、f2和f3可以针对特定的电动机驱动进行设置，并且对于不同的操作速度和转矩条件可以使用与初始设置不同的权重。为了达到目标，适配度函数被最小化。和被限定，并且可以在每次迭代中调整idc
km
、idc
km
、t
km
、t
re
、f
km
、f
re
以实现目标。
95.多目标全局优化受到如下公式(10)至(15)所示的约束。t
req_min
≤t
avg
≤t
req_max
ꢀꢀꢀꢀ
公式(10)i
ref_min
≤i
actual
≤i
ref_max
ꢀꢀꢀꢀ
公式(11)idc
ripple
《min idc
ripple
ꢀꢀꢀꢀ
公式(13)t
ripple
《min t
ripple
ꢀꢀꢀꢀ
公式(14)f
ripple
《min f
ripple
ꢀꢀꢀꢀ
公式(15)
96.这些约束集是通过所选srm和电力电子逆变器驱动的能力确定的。公式(10)将平均转矩设置在所需水平内，公式(11)限制注入的过冲(overshoot)电流，而公式(12)限制对于给定速度(wb)和直流母线电压的磁通量的变化率。公式(13)至(15)限制由用户选择的纹
波。由于此优化过程离线运行以生成最佳电流曲线，因此系统响应应该足够快，并且在系统建模中可能需要相对高带宽的控制器。多目标控制优化的作用是寻找全局最小值以获得系统控制器参数的最佳决策变量。多目标优化器的迭代时间可能高于控制器的稳定时间(settle time)。
97.如上所述，一种用于制定参考电流曲线的方法是电流谐波注入方法。电流谐波注入可能是影响直流链路电流、转矩、径向力纹波以及力纹波的谐波成分的关键因素。电流谐波注入方法一般包括将正弦电流系列加入到传统参考电流，以取决于切向磁通密度区域调整转矩水平。
98.转矩谐波和径向力谐波是定子和转子磁极的极数ns和nr的最小公倍数(lcm)的整数。径向力和转矩的基本频率可以称为磁极通过频率。在srm中，相按顺序被励磁。各相的励磁频率与nr和机械旋转频率ωr有关，如公式(16)所示。
99.输出转矩和径向力纹波的频率与f
exc
和相的数量n
p
有关，如公式(17)所示：f
t_ripple_m
＝f
f_ripple_m
＝mn
pfexc
ꢀꢀꢀꢀ
公式(17)其中m是用于转矩或径向力纹波的谐波数。
100.srm的径向力可以用公式(18)和(19)表示：srm的径向力可以用公式(18)和(19)表示：其中k
rn
是力因子而in是相电流。如公式(18)所示，径向力和力因子都取决于转子位置θ和电流in。力因子可以写成公式(19)，其中n
max
是对于力因子的要考虑的最大谐波阶次，系数a
r0
、a
rn
是电流的函数，而是相角。
101.类似地，电流in可以写成公式(20)其中i
ref
是参考电流，m
max
是最大谐波阶次，而n
rp
是转子磁极的数量。
102.用于减少转矩和径向力纹波的到传统电流波形的注入电流可以表述为公式(21)其中m为注入电流的谐波数，km为mn
p
nr，θ为机械转子角，am为注入电流的振幅，为第m
th
次注入电流谐波的空间相。
103.可以针对特定的谐波(例如前三次谐波)获取谐波电流注入的视觉表示以协助该方法。例如，包括局部优化的单独电流谐波注入可以给出初始基线。在一个实施方式中，第一电流谐波的注入显着降低了第一和第二径向力谐波(但增加了其他谐波)，并且第二谐波的注入降低了第二和其他径向力谐波。由于饱和以及与磁通密度生成相关联的平方律，因此电流、直流链路、径向力和转矩之间通常不存在线性关系。
104.作为示例，在公式(22)中给出了具有电流谐波的径向力分析模型。在不受任何理论束缚的情况下，一般认为单独谐波注入将无助于在整个范围内减少纹波，如公式(22)所示。因此，可能需要全局优化以获得最佳电流曲线。
105.作为基于电流谐波注入的电流曲线优化技术的进一步描述，图5示出了框图。如图5所示，实施了带通滤波(bpf)以仅获取直流链路电流，转矩和径向力纹波，同时过滤直流分量。该带通滤波可包括过滤高频噪声和直流分量。fft块提供径向力的谐波成分。如图5所示，将在选定固有频率的直流链路电流、转矩、径向力纹波和径向力谐波提供到优化块。优化块分两个阶段操作，首先实现局部优化，然后全局优化。优化块的输出是注入电流谐波i
inj
的幅值和相位系数。建议的电流曲线i
ref_proposed
是由注入电流i
inj
和传统参考电流i
ref
相加而获得的。
106.参考图6，图6示出了根据本发明一个或多个实施方式将谐波电流注入技术结合到现有控制系统中。谐波电流基于来自全局优化过程的优化系数生成并提供给相换向块。查找表(lut)被生成以获得用于给定速度和转矩操作点的系数。
107.使用多目标约束非线性算法来寻找全局最小值，以获得电流谐波系数的最佳决策变量。多目标优化算法的目标是找出相电流注入的幅值和相位，其使直流链路电流纹波idc
ripple
、转矩纹波t
ripple
、径向力纹波f
ripple
最小化并同时消除径向力纹波的选定频率分量。
108.多目标全局优化目标可以定义为公式(23)其中是具有电流注入谐波系数的决策变量；w1、w2、w3和w4为权重因子；而fft
fi
是在频率fi时的径向力谐波分量。
109.如上所述，一个或多个实施方式涉及一种交错技术，其用于减少开关磁阻电动机(srm)驱动的直流链路电容器要求。交错技术也可称为交错的固定开关频率预测性电流控制(fsfpcc)方法。交错技术可以包括在重叠期间在相之间进行内环脉宽调制(pwm)交错，并且通常用于调节相电流。通常，使用交错的pwm控制来协调srm驱动系统的相。在相之间的电
流换向期间，交错方法在三角载波之间施加相移。交错技术可以确保直流链路电流的主要谐波成分集中在开关频率的两倍(2f
sw
)附近，并显着降低直流链路电容器要求。
110.现在解释关于传统的srm驱动系统的一些细节。参考图7，图7示出了传统的三相srm驱动系统的框图。srm驱动系统包括不对称h桥逆变器、电池、直流链路电容器(c
dc
)、电流传感器、位置传感器、栅极驱动器和控制块。整体闭环控制包括外速度控制环和内电流控制环。速度控制器使用比例积分(pi)控制器来设置所需的转矩水平以维持所需的速度水平。然后，查找表(lut)生成用于所需的转矩和速度要求的所需的相电流参考值电流控制器以和测量的相电流(ia、ib、ic)和导通和关断角(θ
on
和θ
off
)作为输入，并生成用于所有相的上下开关的开关信号(s
au
,s
al
,s
bu
,s
bl
,s
cu
,s
cl
)。
111.现在解释关于用于srm的传统的电流控制方法的高直流链路电流纹波的来源的一些细节。考虑到直流链路侧的所有基本电压和电流关系，总逆变器电流i
invt
和直流链路电流i
dc-link
可以通过公式(101)给出的微分方程关联，其中r
dc
是内部源电阻。然后，可推导出该两个电流的频域关系，如公式(102)所示。该两个电流的频域关系，如公式(102)所示。
112.该关系表明，对于逆变器电流中存在的任何谐波成分ancos(nn
pnrp
θ)，直流链路电流中的谐波成分将为|hb(n,an)|cos(nn
pnrp
θ+∠hb(n,an))。此处，an为逆变电流的n
th
阶次谐波成分的幅值，而n
p
和n
rp
分别为相的数量和转子磁极的数量。传递函数hb(s)的幅值|hb(n,an)|和相∠hb(n,an)的表达式可以表示为公式(103)和公式(104)，其中ω是机器的角速度。∠hb(n,an)＝tan-1
(nωn
pnrprdccdc
)
ꢀꢀꢀꢀ
公式(104)
113.在开关频率时，n是一个大数(n
sw
很大)，即并且直流链路电流中的反射谐波成分|hb(n
sw
,a
nsw
)|对于较高的开关频率而言变得可以忽略不计，如公式(105)中的近似所示。否则，对于低速(ω很低)和较低阶次的谐波数(n
lf
很小)，并且该谐波成分将反映在来自逆变器电流的直流链路电流中(没有任何明显的衰减)，如公式(106)所示。有任何明显的衰减)，如公式(106)所示。
114.对于srm驱动，在相之间的电流换向期间，低频谐波被注入到直流链路电流中。尽管直流链路电容器c
dc
为开关频率成分提供了显着的衰减，但是在总逆变器电流i
invt
中出现的低频成分反映了在直流链路电流i
dc-link
中。因此，基于传统磁滞电流控制器的srm驱动系统通常需要庞大的电容器组来抑制整体纹波成分。
115.如上所述，交错技术也可称为交错的固定开关频率预测性电流控制(fsfpcc)方
法。在r.mikail等人的题为“a fixed switching frequency predictive current control method for switched reluctance machines”(ieee trans.ind.appl.,vol.50,no.6,pp.3717-3726,nov.-dec.2014)的参考文章中公开了传统fsfpcc方法的不同方面，该参考文章通过引用并入本文，以便于理解目前公开的交错的fsfpcc方法。在本发明的一个或多个实施方式中，在占空比生成方案中采用了fsfpcc方法。
116.作为交错的fsfpcc方法的进一步描述，预测性电流控制方法使用测量的相电流(i
ph
(k))、下一个开关周期的相电流参考以及测量的位置(θ(k))和用于下一个开关周期的估计位置(θ
est
(k+1))，其用于预测下一个开关周期的用于上部开关的占空比和这进一步显示在公式(107)至公式(110)中。这进一步显示在公式(107)至公式(110)中。这进一步显示在公式(107)至公式(110)中。这进一步显示在公式(107)至公式(110)中。
117.参考图8，图8示出了用于a相和b相的相协同交错方法。如图8所示，在重叠区域ab期间，在a相和b相的上部开关的载波信号之间的相移(δ
ab
)被保持在180
°
以实施交错策略。当需要b相和c相的协作以及c相和a相的协作时，类似的方法将发挥作用。将来自预测性电流控制器块的占空比与三角载波信号进行比较，以生成用于上部开关的开关模式(pattern)。取决于测量的位置，用于下部开关的占空比为0或1。相移的量取决于操作区域，如图9所示。可以获取相电流波形作为重叠区域期间相电流同步的证据。事实上，在重叠区域期间，相电流很好地同步并且在开关水平有180
°
的相移。与传统的hcc和fsfpcc方法相比，交错的fsfpcc方法在重叠区域期间的这些相电流的优势尤为明显。
118.在一个或多个实施方式中，本文公开的交错方法确保当两个逆变器电流均为正时两个单独的逆变器电流(i
inva
、i
invb
)之间没有重叠。因此，这对总逆变器电流i
invt
产生了频率加倍(frequency doubling)效应。另一方面，当其中一个逆变器电流i
inva
为负而另一个逆变器电流i
invb
为正时，本文所公开的交错方法确保了完全对准并因此实现了在相之间的瞬时部分能量循环。如果在同一开关周期内，某些正脉冲电流的瞬时平均值与负电流脉冲的瞬时平均值相同，则相之间会发生完全能量循环。同样，与传统的hcc和fsfpcc方法相比，此优势尤为明显。此外，与传统的hcc和fsfpcc方法相比，本文公开的交错方法不会产生额外的高振幅电流脉冲，并且有助于减少直流链路电流纹波。
119.作为另一个优点，本文公开的交错方法减少了低频成分(以与传统fsfpcc类似的方式)，但是逆变器电流的主要谐波成分集中在开关频率的两倍(2f
sw
)附近。由于对于较高频率电容阻抗会较低，因此类似程度的电容器能力允许本文公开的交错方法的较高衰减。
120.如上所述，一个或多个实施方式涉及用于径向力的振型选择，以便实现更集中的
径向力控制。该技术也可称为用于噪声、振动和声振粗糙度(nvh)缓解的基于主要空间阶次和基于气隙力的电流测定。应当理解，本发明的一个或多个实施方式包括独立地利用用于径向力的振型选择以改善径向力控制部件。在其他实施方式中，用于改善径向力控制部件的用于径向力的振型选择可以并入本文公开的一个或多个其他方面。例如，以下提供的关于用于径向力的振型选择的公开内容和在图10提供的公开内容可以并入到图3的径向力控制部件或图5的径向力控制部件。
121.参考图10，根据θr和i
actual
的输入计算气隙力的空间和时间分布。tf的计算可以通过基于查找表的方法进行动态模拟。然后将tf输入到下一步，在该下一步执行1d(空间)-fft以确定气隙力的主要空间阶次。
122.从1d(空间)-fft，与主要空间阶次相关联的时间阶次被馈送通过比例积分(pi)控制器，其中在该比例积分控制器处执行高通滤波(hpf)。时间阶次可以包括模式0和模式6。hpf控制器可以包括转角频率ωc的进一步输入。hpf控制器的输出被馈送到参考电流生成中。
123.还被馈送到参考电流生成中的是来自多物理场振动合成方法的输出。该多物理场振动合成方法包括优化pi控制器的增益。该多物理场增益优化接收tf(θr,t)和u
frf
(f)的输入并发送k
pf
和k
if
的输出。在增益优化期间，可以观察每安培转矩和加速度。
124.总输出然后被提供以用于与来自传统的调节系统的速度控制的相加。这种技术的主要优点是：由于总径向力纹波没有被馈送到控制器，因此由测定引起的峰值相电流可以相对较低。
125.虽然以上公开的方面可具体涉及开关磁阻电动机，但是本发明的一个或多个实施方式也可以包括与其他电动机和机器一起使用。其他合适的电动机可以包括同步电动机、同步磁阻电动机或永磁电动机。这些其他合适的电动机的方面对于本领域技术人员来说一般是已知的。
126.在本发明的一个或多个实施方式中使用的电动机可以基于其特定的特性来设计。这些设计因素可能包括相、额定值、定子数量、转子磁极的数量、转矩、每安培转矩和速度。
127.在图11至图15中示出了与关于适用于其他电动机的本发明的实施方式的方面。图11示出了用于电动机的传统的驱动系统的框图。
128.关于图12至图15，这些图一般对应于以上关于开关磁阻电动机的某些公开内容，除了这些图也适用于其他合适的电动机，并且因此以上相关的公开内容也并入本文(在适用的范围内)。更具体地，图12一般对应于关于图2的公开内容，并且以上关于图2的公开内容也以被并入图12(在适用的范围内)。图13一般对应于关于图3的公开内容，并且以上关于图3的公开内容也以被并入图13(在适用的范围内)。图14一般对应于关于图5的公开内容，并且以上关于图5的公开内容也以被并入图14(在适用的范围内)。图15一般对应于关于图6的公开内容，并且以上关于图6的公开内容也以被并入图15(在适用的范围内)。对于其他合适的电动机，图12至图15示出了正交电流iq、直流电流id和dq到abc转换框。
129.应当理解，在本文描述的方法中，这些方法由一个或多个物理部件(例如控制器)执行。应当理解，本文描述的任何部件彼此都进行适当的通信，该通信可以是任何适当的物理通信或无线通信(在适当的情况下)。也就是说，本文描述的控制器将与其控制的电动机进行适当的通信。关于一个或多个物理部件和合适的通信的其他细节对于本领域技术人员
来说一般是已知的。
130.在一个或多个实施方式中，本发明的方法或控制器不需要额外的硬件来与传统系统一起实施。在一个或多个实施方式中，本发明的方法或控制器不需要任何电流整形来与传统系统一起实施。示例示例1-电流曲线优化
131.示例1是针对用于同时减少直流链路电流纹波、转矩纹波和径向力纹波以及消除力谐波的技术进行的。执行了有限元分析(fea)以示出本发明的一个或多个实施方式的有效性。实验测试结果还包括与传统的控制技术的比较。模拟和实验测试表明，本发明的一个或多个实施方式在保持转矩/安培比的同时降低了转矩纹波、直流链路电流纹波和声学噪声。
132.此处给出了基于控制的电流测定方法的结果。图16a是示出用于传统的电流方法的相电流模拟波形的曲线图。图16b是示出用于根据本发明一个或多个实施方式的电流方法(用于优化电流控制(occ)方法)的相电流模拟波形的曲线图。图16c是示出用于根据本发明一个或多个实施方式的电流方法(用于加权优化电流控制(w-occ)方法)的相电流模拟波形的曲线图，其对于用户选定的应用情况具有不同的加权函数，其中由于力纹波对nvh性能的影响更大因此直流链路和径向力纹波的权重高于转矩纹波的权重。对于1200rpm的40nm的给定负载转矩，传统的受控电流曲线具有95a水平的恒定电流，而建议的电流形状纹波高达121a，如图16a至图16c所示。
133.图17示出了模拟的直流链路电流纹波比较。图18和图19示出了转矩和径向力纹波的比较。发现到：对于传统的电流波形，转矩纹波为88％；对于折衷加权控制，转矩纹波为154％；对于用户定义的加权控制，转矩纹波为34％。直流链路和径向力控制器增加了转矩纹波；因此，用户可以将转矩纹波要求设置为接近传统的情况，同时减少直流链路和力纹波。用于传统的电流的径向力的峰值到峰值(peak to peak)纹波为1227n。建议的电流形状通过优化电流控制(occ)将峰值到峰值径向力纹波显着降低至124n并且通过加权优化电流控制(w-occ)将峰值到峰值径向力纹波显着降低至410n。电池纹波电流也从144a降至34a。考虑到控制方法的每rms电流转矩，与传统的相比，occ和w-occ电流通过较高的每rms电流转矩，如表1所示。对于生成40nm的转矩，w-occ电流具有最小的rms电流(58.83a
rms
)，而occ和ccc电流分别为59.23a
rms
和65.68a
rms
。表1：每安培转矩电流控制方法转矩/rms电流(nm/a)ccc0.615occ0.675w-occ0.688
134.在1200rpm对40nm操作点执行多物理场模拟，以评估传统的电流形状和用于基于控制的电流曲线的建议的加权最佳电流形状的振动和声学噪声。将从最佳多目标控制算法获得的建议电流曲线应用到3d电磁fea，并计算定子齿上的谐波力。从电磁分析中获得的谐波力被导入到谐波响应分析中。在谐波响应分析中，在频域中计算壳体的外表面的径向变形、加速度和表面速度。框架表面在大约2900hz的最大变形为0.05μm(对于传统的电流曲
线)和0.037μm(对于w-occ电流曲线)。
135.加速度水平是从机械分析中获得的。在2900hz的框架表面的最大径向加速度1.4m/s2(对于传统的电流曲线)和0.85m/s2(对于w-occ电流曲线)。
136.测试台(test bench)具有原型srm、1000v电池模拟器、horiba dyno系统和srm逆变器。使用ti-launchxl-f28379d dsp控制器实施控制方法。在测试过程中使用加速度计和麦克风记录振动和噪声数据以用于后期处理数据。相以及直流链路电流形状被记录下来。建议的基于控制的电流曲线具有加权电流曲线，其目的是比其他更能减少径向力纹波。建议的电流整形表明电池电流纹波从200a显着减少到68a，同时在1200rpm保持相同的40nm平均转矩。
137.表2示出了实验结果的总结。在1200rpm、40nm获得径向加速度和spl的波形。在相同的转矩水平下进行测试。在1200rpm、40nm点，直流链路纹波电流降低了66％，径向加速度降低了54％，而声学噪声降低了8.37dba。在更高转矩的情况下，即在1200rpm、100nm点，直流链路纹波电流降低了44％，径向加速度降低了48％，并且声学噪声降低了8.34dba。获得了在1200rpm、100nm的径向加速度和spl的波形。模拟和测试的结果之间存在轻微差异，因为电流曲线生成由于传感器和位置的误差而恶化。从实验结果来看，建议的电流整形方法在低转矩和高转矩水平的情况下都改善了性能，以减少直流链路纹波电流、径向加速度和spl。表2：测试结果的总结示例2-相协同交错
138.示例2是针对用于减少电动机驱动的直流链路电容器要求的交错技术进行的。将用于磁滞电流控制器(hcc)和传统的固定开关频率预测性电流控制(fsfpcc)的相电流与本发明的一个或多个实施方式的方法进行比较。这在图20a至图20c中示出，其中图20a是示出用于hcc的相电流的曲线图，图20b是示出用于fsfpcc的相电流的曲线图，并且图20c是示出用于根据本发明一个或多个实施方式的方法的相电流的曲线图。
139.图21a是示出用于hcc的单独逆变器电流的曲线图而图21b是示出用于fsfpcc的单独逆变器电流的曲线图。图21c示出了建议的交错方法确保了当两个逆变器电流均为正时，两个单独的逆变器电流(i
inva
、i
invb
)之间没有重叠，从而在总逆变器电流i
invt
中产生频率加倍效应。另一方面，当其中一个逆变器电流i
inva
为负而另一个i
invb
为正时，建议的方法确保了完全对准并因此允许相之间的瞬时部分能量循环。如果在同一开关周期内，某些正脉冲电流的瞬时平均值与负电流脉冲的瞬时平均值相同，则相之间会发生完全能量循环。图22a
至图22c示出了：与hcc和fsfpcc相比，建议的方法不会产生额外的高振幅电流脉冲。建议的方法还有助于减少直流链路电流纹波。
140.图23示出了用于hcc、fsfpcc和根据本发明一个或多个实施方式的方法的比较式傅立叶分析，其示出了在低频区域的比较。图24示出了用于hcc、fsfpcc和根据本发明一个或多个实施方式的方法的比较式傅立叶分析，其示出了在宽频率区域的比较。对于hcc，纹波能量集中在低频区域。fsfpcc降低了低频成分的振幅并且开关频率(f
sw
)成分变成主要。另一方面，建议的控制减少了低频成分(与fsfpcc一样)，但逆变器电流的主要谐波成分集中在开关频率的两倍(2f
sw
)附近，如图23和图24所示。由于对于较高的频率电容阻抗较低，因此对于建议的方法，相同数量的电容器会导致较高的衰减。
141.图25是示出用于hcc、fsfpcc和根据本发明一个或多个实施方式的方法的直流链路电流的比较式fft的曲线图(使用了1mf的直流链路电容器)。图25进一步证明了建议的方法的有效性。
142.在matlab/simulink环境中实施具有1mf直流链路电容器的18槽/12磁极srm驱动器，以进一步分析建议的交错控制的有效性。由于直流链路电流纹波在低速区域更差，因此选择了200rpm和100nm来对建议的控制和hcc以及fsfpcc的性能进行比较。hcc和fsfpcc的峰值到峰值直流链路纹波分别为218a和172a。另一方面，建议的方法的直流链路纹波为115a。因此，与hcc相比，建议的方法将直流链路纹波减少了48％，并且与fsfpcc相比，建议的方法将直流链路纹波减少了33％。这表明当建议的方法将低频的能量密度转移到高频区域时，相同数量的直流链路电容器更有效。获得了瞬时转矩，并证明了fsfpcc和建议的方法都示出比hcc更好的转矩纹波性能(对于保持相同的100nm平均转矩)。与hcc和fsfpcc方法相比，建议的方法的相电流rms表现出相似的性能。这意味着每相电流rms平均转矩对于所有方法都是相同的。因此，建议的方法可产生类似的输出转矩，而不会在机器内部造成任何额外的铜损。因此，建议的方法在不影响整体机器性能的情况下显着改善了直流链路纹波性能。表3示出了hcc、fsfpcc和建议的方法之间的整体性能比较。表3：在200rpm和100nm操作条件下hcc、fsfpcc和建议的方法的性能比较表3：在200rpm和100nm操作条件下hcc、fsfpcc和建议的方法的性能比较示例3-振型选择
143.示例3是针对用于径向力的振型选择进行的。建议的策略被应用于改善18槽/12磁极srm在最坏情况下的噪声情况。在最坏情况下的噪声是通过实验性运行测试确定的。在2600rpm的第6个时间阶次加速产生了最坏情况的噪声。加速度测量是在srm壳体表面上进行的，而噪声测量是在距离轴的中心1m处记录的。记录了加速度降低并观察到4.7m/s2的峰值加速度降低。记录了降噪并且观察到14.24dba的峰值降噪。峰值电流也有少量增加。图26
示出了关于传统的控制方法的一些细节，而图27示出了关于根据本发明一个或多个实施方式的建议的策略的那些相同细节。
144.鉴于以上内容，应当理解，本发明通过为诸如开关磁阻电动机的电动机提供改进的方法和控制器来推动了本领域的发展。尽管本文详细公开了本发明的特定实施方式，但应理解，本发明不限于该特定实施方式或不由该特定实施方式限制，因为本领域的普通技术人员将容易理解本文公开的本发明的变化。本发明的范围应从所附的权利要求中理解。

技术特征：
1.一种由电动机的控制器执行的方法，所述方法包括以下步骤：生成控制参数，其中所述生成控制参数的步骤选自：将给定的参考转矩(t
ref
)和速度命令输入到转矩生成查找表(lut)，以使得所述生成控制参数的步骤包括在所述给定的参考转矩和所述速度命令的所述转矩生成查找表；或者利用包括一个或多个分析方程或一个或多个函数的分析模型；将所述控制参数输入到直流链路电流纹波、转矩纹波和径向力纹波最小化查找表；将位置输入到所述直流链路电流纹波、转矩纹波和径向力纹波最小化查找表；从所述直流链路电流纹波、转矩纹波和径向力纹波最小化查找表生成参考电流曲线；以及将所述参考电流曲线输入到所述电动机。2.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中，所述参考电流曲线是最佳参考电流曲线。3.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中，所述控制参数包括换向角θ
on
和θ
off
以及参考电流i
ref
。4.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中，所述生成参考电流曲线的步骤是在所述电动机操作之前离线进行的。5.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中，所述输入参考电流曲线的步骤包括注入最佳电流波形和恒定参考电流。6.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中，所述生成参考电流曲线的步骤包括多个迭代步骤。7.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中，所述生成参考电流曲线的步骤包括基于控制的电流测定。8.根据权利要求7所述的方法，其中，所述基于控制的电流测定包括：向带通滤波器(bpf)提供直流链路电流、转矩和径向力输入，从而获得直流链路电流纹波、转矩纹波和径向力纹波输出；以及向全局多目标优化步骤提供所述直流链路电流纹波、转矩纹波和径向力纹波输出。9.根据权利要求8所述的方法，其中，所述全局多目标优化步骤包括由公式(9)定义的适配度函数：f
fitness
＝w1f1+w2f2+w3f3ꢀꢀꢀꢀꢀ
公式(9)其中w1、w2和w3分别是用于直流链路电流纹波、转矩纹波和径向力纹波的目标的用户输入权重，而f1、f2和f3分别是用于直流链路电流纹波、转矩纹波和径向力纹波的目标的适配度值，其中w1、w2和w3以及f1、f2和f3包括初始值，并且其中w1、w2和w3以及f1、f2和f3可以在所述电动机操作期间从初始值修改。10.根据权利要求9所述的方法，其中，w1、w2和w3以及f1、f2和f3的修改基于不同的操作速度或不同的转矩条件，并且其中所述全局多目标优化步骤包括使所述适配度函数最小化，从而使所述直流链路电流纹波、转矩纹波和径向力纹波最小化。11.根据权利要求6所述的方法，其中，所述生成参考电流曲线的步骤包括电流谐波注入。12.根据权利要求11所述的方法，其中，所述电流谐波注入包括：
向带通滤波器(bpf)提供直流链路电流、转矩和径向力输入，从而获得直流链路电流纹波、转矩纹波和径向力纹波输出；将所述径向力输入提供给快速傅立叶变换(fft)块，从而提供所述径向力的谐波成分；以及向所述全局多目标优化步骤提供所述直流链路电流纹波、转矩纹波和径向力纹波输出以及所述径向力的所述谐波成分。13.根据权利要求12所述的方法，其中，所述全局多目标优化步骤包括由公式(23)定义的函数：其中是具有电流注入谐波系数的决策变量；w1、w2、w3、w4为权重因子；fft
fi
是在频率f
i
时的径向力谐波分量，idc
ripple
是直流链路电流纹波，t
ripple
是转矩纹波，f
ripple
是径向力纹波，其中所述全局多目标优化步骤包括使公式(23)的函数最小化从而使所述直流链路电流纹波、转矩纹波和径向力纹波最小化。14.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中，所述电动机是开关磁阻电动机，所述方法还包括交错的固定开关频率预测性电流控制的步骤，其包括当所述开关磁阻电动机的操作区域为a相和b相区域时，将在a相和b相的上部开关的载波信号之间的相移(δ
ab
)保持在180
°
以实施交错策略。15.根据权利要求14所述的方法，其中，所述交错的固定开关频率预测性电流控制的步骤还包括：当所述开关磁阻电动机的操作区域为b相和c相区域时，将在b相和c相的上部开关的载波信号之间的相移(δ
bc
)保持在180
°
以实施交错策略；以及当所述开关磁阻电动机的操作区域为c相和a相区域时，将在c相和a相的上部开关的载波信号之间的相移(δ
ca
)保持在180
°
以实施交错策略。16.根据前述权利要求中任一项所述的方法，还包括用于所述径向力的振型选择的步骤，从而实现改进的径向力控制。17.根据权利要求16所述的方法，其中，所述振型选择的步骤包括：通过额外的查找表计算在动态模拟期间气隙力的空间和时间分布；执行一维(空间)fft以确定所述气隙力的主要空间阶次；确定与所述主要空间阶次相关联的时间阶次，其中所述时间阶次包括模式0和模式6；通过比例积分(pi)控制器将所述时间阶次馈送到所述参考电流生成中；以及通过多物理场振动合成来优化所述pi控制器的增益。18.一种由开关磁阻电动机的控制器执行的方法，所述方法包括交错的固定开关频率预测性电流控制的步骤，其包括：当所述开关磁阻电动机的操作区域为a相和b相区域时，将在a相和b相的上部开关的载波信号之间的相移(δ
ab
)保持在180
°
以实施交错策略；当所述开关磁阻电动机的操作区域为b相和c相区域时，将在b相和c相的上部开关的载波信号之间的相移(δ
bc
)保持在180
°
以实施交错策略；以及
当所述开关磁阻电动机的操作区域为c相和a相区域时，将在c相和a相的上部开关的载波信号之间的相移(δ
ca
)保持在180
°
以实施交错策略。19.一种由电动机的控制器执行的方法，所述方法包括振型选择的步骤，包括：通过查找表计算在动态模拟期间气隙力的空间和时间分布；执行一维(空间)fft以确定所述气隙力的主要空间阶次；确定与所述主要空间阶次相关联的时间阶次，其中所述时间阶次包括模式0和模式6；通过比例积分(pi)控制器将所述时间阶次馈送到所述参考电流生成中；以及通过多物理场振动合成来优化所述pi控制器的增益。20.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中，所述电动机选自：开关磁阻电动机、同步磁阻电动机和永磁电动机。

技术总结
一种由电动机的控制器执行的方法，包括生成控制参数，该生成控制参数的步骤选自：将给定的参考转矩(T


技术研发人员：Y
受保护的技术使用者：阿克伦大学
技术研发日：2021.10.08
技术公布日：2023/7/7