一种基于能量回馈的四脉冲间歇控制方法与流程

1.本发明涉及开关电源领域，尤其涉及一种谐振变换电路、开关电源、电子设备及基于能量回馈的四脉冲间歇控制方法。


背景技术：

2.在开关电源领域，llc谐振变换器由于具有软开关、功率密度高、emi低等优点被广泛应用，通常，谐振变换器采用pfm控制方式控制输出功率，然而谐振变换器中存在寄生电容，当负载较轻时，谐振变换器需要提高开关频率，减少直流增益来降低输出功率，此时寄生电容会使谐振变换器产生高频增益失真，导致输出电压泵升，同时较高的开关频率也会导致较高的开关损耗，导致变换器效率下降，对此，相关技术中通常采用间歇运行的方式控制变换器，即在变换器的单个周期内，控制变换器运行一段时间后，使变换器谐振停止一段时间，该方法能够避免谐振变换器在轻载时出现电压增益失真和效率下降。
3.上述相关技术中的方法的弊端在于，间歇模式下变换器在每个周期开始时，由于谐振腔能量耗尽，因此触发第一个脉冲时开关管均为硬开关，使开关管损耗较大，导致变换器的转换效率较低。


技术实现要素：

4.本发明旨在至少在一定程度上解决相关技术中的技术问题之一。为此，本发明的第一个目的在于提出一种谐振变换电路，通过控制器在逆变电路的每个控制周期内，先对整流电路进行控制，以将整流电路侧的能量回馈值逆变电路，并利用该能量对逆变电路中的开关管的寄生电容进行充放电，使逆变电路在控制器输入第一个触发脉冲时能够实现零电压导通，从而使变换电路采用间歇模式运行时不会存在硬开关现象，同时也为整流电路侧的能量提供释放通道，进而能够弱化整流电路侧的电压泵升效果，从而提高了变换电路的电压转换效率和稳定性。
5.本发明的第二个目的在于提出一种开关电源。
6.本发明的第三个目的在于提出一种电子设备。
7.本发明的第四个目的在于提出一种基于能量回馈的四脉冲间歇控制方法。
8.为达到上述目的，本发明第一方面实施例提出了一种谐振变换电路，包括：逆变电路、谐振电路、变压器、整流电路和控制器，逆变电路、谐振电路、变压器和整流电路依次相连，逆变电路用于将第一直流电转换为第一交流电；谐振电路用于对第一交流电进行谐振；变压器用于将谐振后的第一交流电转换为第二交流电；整流电路用于对第二交流电进行整流得到第二直流电；控制器分别与逆变电路和整流电路相连，用于在逆变电路的每个控制周期内，先对整流电路进行控制，以将整流电路侧的能量回馈至逆变电路，以对逆变电路中开关管的寄生电容进行充放电，并在充放电完成后，向逆变电路输入第一个触发脉冲，以使开关管在第一个触发脉冲零电压导通。
9.根据本发明实施例的谐振变换电路，通过控制器在逆变电路的每个控制周期内，
先对整流电路进行控制，以将整流电路侧的能量回馈值逆变电路，并利用该能量对逆变电路中的开关管的寄生电容进行充放电，使逆变电路在控制器输入第一个触发脉冲时能够实现零电压导通，从而使变换电路采用间歇模式运行时不会存在硬开关现象，同时也为整流电路侧的能量提供释放通道，进而能够弱化整流电路侧的电压泵升效果，从而提高了变换电路的电压转换效率和稳定性。
10.根据本发明的一个实施例，整流电路包括：第一至第四开关管，第一开关管的第一端和第三开关管的第一端相连并作为整流电路的第一输出端，第二开关管的第一端与第一开关管的第二端相连且形成有第一节点，第四开关管的第一端与第三开关管的第二端相连且形成有第二节点，第二开关管的第二端和第四开关管的第二端相连并作为整流电路的第二输出端，第一节点作为整流电路的第一输入端与变压器的副边绕组的一端相连，第二节点作为整流电路的第二输入端与变压器的副边绕组的另一端相连；其中，控制器具体用于控制第一开关管和第四开关管导通，并控制第二开关管和第三开关管断开，以将整流电路侧的能量回馈至逆变电路。
11.根据本发明的一个实施例，逆变电路包括：第五至第八开关管，第五开关管的第一端和第七开关管的第一端相连并作为逆变电路的第一输入端，第六开关管的第一端与第五开关管的第二端相连且形成有第三节点，第八开关管的第一端与第七开关管的第二端相连且形成有第四节点，第六开关管的第二端和第八开关管的第二端相连并作为逆变电路的第二输入端，第三节点作为逆变电路的第一输出端与谐振电路的第一输入端相连，第四节点作为逆变电路的第二输出端与谐振电路的第二输入端相连；其中，控制器具体用于控制第五至第八开关管断开，以给第五开关管和第八开关管的寄生电容放电，并给第六开关管和第七开关管的寄生电容充电，直至第三节点的电压等于第一直流电的正极电压，且第四节点的电压等于第一直流电的负极电压，确定充放电完成。
12.根据本发明的一个实施例，第五至第八开关管均包括体二极管。
13.根据本发明的一个实施例，控制器在向逆变电路输入第一个触发脉冲，以使开关管在第一个触发脉冲零电压导通之后，还用于基于三脉冲模式对逆变电路进行控制。
14.根据本发明的一个实施例，谐振电路包括：谐振电容、谐振电感和励磁电感，谐振电容的一端作为谐振电路的第一输入端与逆变电路的第一输出端相连，谐振电容的另一端与谐振电感的一端相连，谐振电感的另一端作为谐振电路的第一输出端与变压器的原边绕组的一端相连，励磁电感的一端与谐振电感的另一端相连，励磁电感的另一端作为谐振电路的第二输入端与逆变电路的第二输出端相连，同时作为谐振电路的第二输出端与变压器的原边绕组的另一端相连。
15.根据本发明的一个实施例，变压器为隔离变压器。
16.根据本发明的一个实施例，谐振变换电路还包括：滤波电路，滤波电路与整流电路相连，用于对第二直流电进行滤波处理。
17.为达到上述目的，本发明第二方面实施例提出了一种开关电源，包括前述的谐振变换电路。
18.根据本发明实施例的开关电源，通过前述的谐振变换电路，能够使开关电源在采用间歇模式运行时不会存在硬开关现象，同时能够弱化输出侧的电压泵升效果，从而提高了开关电源的电压转换效率和稳定性。
19.为达到上述目的，本发明第三方面实施例提出了一种电子设备，包括前述的开关电源。
20.根据本发明实施例的电子设备，通过前述的开关电源，能够在电子设备轻载时依旧保持较高的电压转换效率和稳定性，从而提高电子设备的能效比和供电质量。
21.为达到上述目的，本发明第四方面实施例提出了一种基于能量回馈的四脉冲间歇控制方法，应用于前述的谐振变换电路，方法包括：在逆变电路的每个控制周期内，先对整流电路进行控制，以将整流电路侧的能量回馈至逆变电路，以对逆变电路中开关管的寄生电容进行充放电；在充放电完成后，再向逆变电路输入第一个触发脉冲，以使开关管在第一个触发脉冲零电压导通。
22.根据本发明实施例的四脉冲间歇控制方法，通过在逆变电路的每个周期内，先对整流电路进行控制，以将整流电路侧的能量回馈值逆变电路，并利用该能量对逆变电路中的开关管的寄生电容进行充放电，在充放电完成后，向逆变电路输入第一个触发脉冲，以使开关管能够实现零电压导通，从而使谐振变换电路采用间歇模式运行时不会存在硬开关现象，同时也为整流电路侧的能量提供释放通道，进而能够弱化整流电路侧的电压泵升效果，从而提高了变换电路的电压转换效率和稳定性。
23.本发明附加的方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。
附图说明
24.图1为根据本发明一个实施例的谐振变换电路的结构示意图；
25.图2为根据本发明一个实施例的整流电路的电路图；
26.图3为根据本发明一个实施例的逆变电路的电路图；
27.图4为根据本发明一个实施例的逆变电路中寄生电容充放电完成后的电流流向图；
28.图5为根据本发明一个实施例的谐振变换电路的电路图；
29.图6a-6b为根据本发明一些实施例的谐振变化电路的等效示意图；
30.图7为根据本发明一个实施例的谐振变换电路的最优运行轨迹示意图；
31.图8为根据本发明一个实施例的谐振变换电路的实际运行轨迹示意图；
32.图9为根据本发明一个实施例的三脉冲模式的脉冲示意图；
33.图10为根据本发明一个实施例的三脉冲模式下的谐振变换电路的运行轨迹示意图；
34.图11为根据本发明一个实施例的开关电源的结构示意图；
35.图12为根据本发明一个实施例的电子设备的结构示意图；
36.图13为根据本发明一个实施例的基于能量回馈的四脉冲间歇控制方法的流程图。
具体实施方式
37.下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，旨在用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。
38.下面参考附图描述本发明实施例提出的谐振变换电路、开关电源、电子设备及基于能量回馈的四脉冲间歇控制方法。
39.图1为根据本发明一个实施例的谐振变换电路的结构示意图，参考图所示，该谐振变换电路100包括：逆变电路110、谐振电路120、变压器130、整流电路140和控制器150。
40.其中，逆变电路110、谐振电路120、变压器130和整流电路140依次相连，逆变电路110用于将第一直流电转换为第一交流电；谐振电路120用于对第一交流电进行谐振；变压器130用于将谐振后的第一交流电转换为第二交流电；整流电路140用于对第二交流电进行整流得到第二直流电；控制器150分别与逆变电路110和整流电路140相连，用于在逆变电路110的每个控制周期内，先对整流电路140进行控制，以将整流电路侧的能量回馈至逆变电路110，以对逆变电路110中开关管的寄生电容进行充放电，并在充放电完成后，向逆变电路110输入第一个触发脉冲，以使开关管在第一个触发脉冲零电压导通。
41.具体来说，参考图1所示，逆变电路110与输入电源vdd相连，整流电路140与负载200相连，变换电路100能够将输入电源100提供的第一直流电转换为第二直流电输出至负载200，当负载200较轻时，为了避免谐振变换电路100出现高频增益失真等问题，相关技术中通常需要采用间歇运行的方式控制谐振变换电路100，即在逆变电路110的每个控制周期内，先控制逆变电路110运行一段时间，然后停止一段时间，在每个控制周期开始时，由于上一周期内逆变电路110停止工作一段时间，谐振电路120内的谐振腔的储存能量消耗完毕，从而使逆变电路110在初次导通时无法实现zvs效果，只能通过硬开关方式导通，从而会带来较大的开关损耗。
42.而本发明实施例中，通过控制器150在每个控制周期开始时，控制整流电路140形成回路，以将整流电路侧的能量回馈至逆变电路110，以对逆变电路110的寄生电容进行充放电，当充放电完成后，控制器110向逆变电路110输入第一个触发脉冲时，逆变电路110无需谐振电路120即可实现零电压导通，避免了逆变电路110因开关管的硬开关导致的大量开关损耗，提高变换电路100的电压转换效率；同时，在上述过程中，整流电路侧的能量通过给开关管的寄生电容充放电的方式实现了释放，因此也能削弱轻载时整流电路侧的电压泵升效果。
43.上述实施例中，通过控制器在逆变电路的每个控制周期内，先对整流电路进行控制，以将整流电路侧的能量回馈值逆变电路，并利用该能量对逆变电路中的开关管的寄生电容进行充放电，使逆变电路在控制器输入第一个触发脉冲时能够实现零电压导通，从而使变换电路使用间歇模式运行时不会存在硬开关现象，同时也为整流电路侧的能量提供释放通道，进而能够弱化整流电路侧的电压泵升效果，从而提高了变换电路的电压转换效率和稳定性。
44.在一些实施例中，参考图2所示，整流电路140包括：第一至第四开关管q1～q4，第一开关管q1的第一端和第三开关管q3的第一端相连并作为整流电路140的第一输出端，第二开关管q2的第一端与第一开关管q1的第二端相连且形成有第一节点j1，第四开关管q4的第一端与第三开关管q3的第二端相连且形成有第二节点j2，第二开关管q2的第二端和第四开关管q4的第二端相连并作为整流电路140的第二输出端，第一节点j1作为整流电路140的第一输入端与变压器130的副边绕组的一端相连，第二节点j2作为整流电路140的第二输入端与变压器130的副边绕组的另一端相连；其中，控制器150具体用于控制第一开关管q1和
第四开关管q4导通，并控制第二开关管q2和第三开关管q3断开，以将整流电路侧的能量回馈至逆变电路。
45.进一步的，谐振变换电路100还包括：滤波电路160，滤波电路160与整流电路140相连，用于对第二直流电进行滤波处理。
46.具体来说，第一至第四开关管q1～q4构成全波可控整流电路，具体整流原理在此不作展开，通常，需要在整流电路140后接滤波电路160，以对第二直流电进行滤波处理，降低第二直流电中的谐波分量，例如，参考图2所示，可采用第一电容c1构成滤波电路160。
47.当负载200较轻时，由于谐振变换电路100的高频增益失真，使整流电路侧的能量无法释放，产生电压泵升现象，表现为第一电容c1两端的电压升高，因此，在逆变电路110的每个控制周期开始时，控制器150可控制第一开关管q1和第四开关q4导通，此时整流电路140中构成的电流回路如图2所示，即从第一电容c1的正极开始、通过第一开关管q1、变压器130副边绕组、第四开关q4到第一电容c1的负极，此时第一电容c1能够对变压器130副边绕组放电，以将整流电路侧的能量能够回馈到逆变电路110一侧，使整流电路侧的能量得到释放，从而能够削弱整流电路侧的电压泵升，提高了变换电路的稳定性。
48.在一些实施例中，参考图3所示，逆变电路包括：第五至第八开关管q5～q8，第五开关管q5的第一端和第七开关管q7的第一端相连并作为逆变电路110的第一输入端，第六开关管q6的第一端与第五开关管q5的第二端相连且形成有第三节点j3，第八开关管q8的第一端与第七开关管q7的第二端相连且形成有第四节点j4，第六开关管q6的第二端和第八开关管q8的第二端相连并作为逆变电路110的第二输入端，第三节点j3作为逆变电路110的第一输出端与谐振电路120的第一输入端相连，第四节点j4作为逆变电路110的第二输出端与谐振电路120的第二输入端相连；其中，控制器150具体用于控制第五至第八开关管q5～q8断开，以给第五开关管q5和第八开关管q8的寄生电容放电，并给第六开关管q6和第七开关管q7的寄生电容充电，直至第三节点j3的电压等于第一直流电的正极电压，且第四节点的电压等于第一直流电的负极电压，确定充放电完成。
49.进一步的，第五至第八开关管q5～q8均包括体二极管。
50.具体来说，参考图3所示，第五至第八开关管q5～q8构成全桥可控逆变电路，具体逆变原理在此不作展开，在逆变电路110每个周期开始时，控制器150控制整流电路140内开关管动作使整流电路侧的能量通过变压器130和谐振电路120反馈到逆变电路110，此时电路的电流流向如图3所示，电流从第三节点j3流入、通过第五开关管q5的第二端、第五开关管q5的第一端，第七开关管q7的第一端、第七开关管q7的第二端流至第四节点j4，以及通过第六开关管q6的第一端、第六开关管q6的第二端、第八开关管q8的第二端、第八开关管q8的第一端流至第四节点j4，再从第四节点j4流出，从而使整流电路侧能量能够给第五开关管q5和第八开关管q8的寄生电容放电，并给第六开关管q6和第七开关管q7的寄生电容充电，使第三节点电压j3逐渐升高，第四节点j4电压逐渐降低，当第三节点j3电压等于第一直流电的正极电压，以及第四节点电压j4等于第一直流电的负极电压时，表示第五开关管q5和第八开关管q8的寄生电容充电完毕，已能够通过开关管内的体二极管进行续流，如图4所示，此时向逆变电路110输入第一个触发脉冲，即可使逆变电路的中的开关管在第一个触发脉冲零电压导通。由此，使逆变电路110无需谐振电路120即可实现零电压导通，避免了逆变电路110因开关管的硬开关导致的大量开关损耗，从而提高了变换电路的电压转换效率。
51.在一些实施例中，控制器150在向逆变电路110输入第一个触发脉冲，以使开关管在第一个触发脉冲零电压导通之后，还用于基于三脉冲模式对逆变电路110进行控制。
52.进一步的，参考图5所示，谐振电路120包括：谐振电容cx、谐振电感lx和励磁电感lm，谐振电容cx的一端作为谐振电路120的第一输入端与逆变电路110的第一输出端相连，谐振电容cx的另一端与谐振电感lx的一端相连，谐振电感lx的另一端作为谐振电路120的第一输出端与变压器130的原边绕组的一端相连，励磁电感lm的一端与谐振电感lx的另一端相连，励磁电感lm的另一端作为谐振电路120的第二输入端与逆变电路110的第二输出端相连，同时作为谐振电路120的第二输出端与变压器130的原边绕组的另一端相连。
53.具体来说，参考图4所示，谐振电容cx、谐振电感lx和励磁电感lm构成llc谐振电路，使逆变电路100在正常工作能够实现zvs功能，相比于其他类型的谐振电路，llc谐振电路具有结构简单、效率较高的优势，具体原理在此不作展开。
54.三脉冲模式是一种使变换电路100效率较高的间歇运行模式，该模式是基于对变换电路100的状态平面分析得到的。其中，对变换电路100的状态分析如下：
55.为了保证变换电路100的高效运行，可将逆变电路110的开关频率选为谐振频率，从而实现原边的zvs功能和副边的zcs功能，此时，图4所示的谐振变换电路100可等效为图6a所示的电路，同时，由于原边开关管q1、q4导通，谐振电流流过副边，励磁电感lm被输出电压所钳位，因此不会参加到谐振当中，因此图6a的电路可再次简化为图6b所示的电路，此时，谐振电感和谐振电容所构成的谐振腔电压大小为v
in-nvo，其中，v
in
为逆变电路输入电压，vo为整流电路输出电压，n为变压器原边绕组和副边绕组的匝数比，对图6b列写kcl和kvl方程，可得到下述公式(1)～(2)：
[0056][0057][0058]
其中，vc为谐振电容cx电压，cr为谐振电容cx容量，i
l
为谐振电感lx电流，lr为谐振电感lx感量，考虑时间变化，则根据公式(1)～(2)可得到下述公式(3)～(4)：
[0059]vc-(v
in-nvo)＝i
l0
*z0*sin[ω0(t-t0)]+[v
c0-(v
in-nvo)]*cos[ω0(t-t0)]
ꢀꢀ
(3)
[0060][0061]
其中，t为时间变量，t0为变换电路100的初始时刻，v
c0
和i
l0
分别为是t＝t0时刻的谐振电容cx电压和谐振电感lx电流的初始值，z0为谐振电路120的特征阻抗，且ω0表示谐振角频率。对于上述公式(3)～(4)，通过电压因子v
in
，电流因子v
in
/z0归一化所有电压可以得到：
[0062]vcn-(1-nv
on
)＝i
l0n
*sin[ω0(t-t0)]+[v
c0n-(1-nv
on
)]*cos[ω0(t-t0)]
ꢀꢀ
(5)
[0063]iln
＝i
l0n
*cos[ω0(t-t0)]-[v
c0n-(1-nv
on
)]*sin[ω0(t-t0)]
ꢀꢀ
(6)
[0064]
其中，各个物理量的下标n代表归一化的电路变量，如v
cn
表示谐振电容cx电压变量，其余物理量与上述公式(3)～(4)中一致，在此不作赘述。对公式(5)～(6)分析后，可得到下述状态轨迹方程(7)，
[0065][0066]
公式(7)中的各个物理量含义与公式(5)～(6)中含义一致，在此不作赘述，根据上述公式(7)的状态轨迹方程，可画出此时变换电路100的稳态运行轨迹，轨迹如图7所示，其中心为(1-nv
on
，0)，由穿过谐振腔的电压决定，其半径由初始谐振电容电压vc0和初始谐振电感电流il0决定，
[0067]
由上述状态分析可知，当变换电路100的谐振电压和谐振电流按照图7所示轨迹变化时，变换电路100即可获得最优效率，但由于变换电路100在间歇运行时，输出电压存在波动，因此，变换电路100的状态轨迹圆心和半径不断变化，如图8所示，该状态下变换电路100无法保证始终运行在最优效率轨迹，为了尽量向最优效率轨迹靠拢(即图8中虚线轨迹)，需要尽可能减小输出电压纹波，即减小控制周期内的burst on时间，其中，burston时间段指逆变电路110的开关管导通时间，可根据指逆变电路110的开关管通断状态将间歇模式分为burst on(开启)时段和burst off(关闭)时段。
[0068]
基于上述分析，可选用三脉冲模式来使变换电路100获得最优运行效率，三脉冲模式的基本原理如下：参考图9所示，当负载200低于预设值时，输出电压vo小于预设电压vref，此时控制器150进入间歇模式，控制器150向逆变电路110的开关管发送一个窄脉冲，该窄脉冲持续时间为图9所示的ton，且该窄脉冲可分为三个触发脉冲，分别为图9所示的vgburst、vgq58和vgq67，以控制第五开关管至第八开关管q5～q8分时导通，从而使变换电路100进入最优效率轨迹，具体原理在此不作展开；窄脉冲过后逆变电路110再停止运行，进入关闭时间toff，由第一电容c1为负载供电，输出电压vo不断下降至阈值下限，burst off时段结束，如此循环。这一过程对应在状态平面上的轨迹如图10所示，其中t0-t1时间段即为窄脉冲持续时间。由此，使变换电路100能够快速进入最优效率轨迹，从而能够降低输出电压波动，提高变换电路100的轻载运行效率。然而三脉冲模式在每个控制周期导通时，由于谐振腔能量已经耗尽，因此无法实现开关管的零电压导通，导致产生大量的开关损耗，而本发明实施例中，通过在每个控制周期中，首先利用整流电路侧的能量使逆变电路110的开关管实现零电压导通后再进行三脉冲控制，避免了三脉冲模式产生的开关损耗。
[0069]
上述实施例中，通过开关管在第一个触发脉冲零电压导通之后，基于三脉冲模式对逆变电路进行控制，既能使电路迅速进入最优效率轨迹，又能克服三脉冲模式导致的大量开关损耗，从而有效提高了变换电路的电压转换效率。
[0070]
根据本发明的一个实施例，变压器130为隔离变压器。
[0071]
具体来说，隔离变压器130能够有效减少逆变电路110侧和整流电路侧的互相干扰，从而提高变换电路的稳定性。
[0072]
综上所述，根据本发明实施例的谐振变换电路，通过控制器在逆变电路的每个控制周期内，先对整流电路进行控制，以将整流电路侧的能量回馈值逆变电路，并利用该能量对逆变电路中的开关管的寄生电容进行充放电，使逆变电路在控制器输入第一个触发脉冲时能够实现零电压导通，从而使变换电路采用间歇模式运行时不会存在硬开关现象，同时也为整流电路侧的能量提供释放通道，进而能够弱化整流电路侧的电压泵升效果，从而提高了变换电路的电压转换效率和稳定性。
[0073]
对应上述实施例，本发明实施例还提供了一种开关电源，参考图11所示，该开关电源1000包括前述的谐振变换电路100。
[0074]
根据本发明实施例的开关电源，通过前述的谐振变换电路，能够使开关电源在采用间歇模式运行时不会存在硬开关现象，同时能够弱化输出侧的电压泵升效果，从而提高了开关电源的电压转换效率和稳定性。
[0075]
对应上述实施例，本发明实施例还提供了一种电子设备，参考图12所示，该电子设备10000包括前述的开关电源1000。
[0076]
根据本发明实施例的电子设备，通过前述的开关电源，能够在电子设备轻载时依旧保持较高的电压转换效率和稳定性，从而提高电子设备的能效比和供电质量。
[0077]
对应上述实施例，本发明实施例还提供了一种基于能量回馈的四脉冲间歇控制方法，应用于前述的谐振变换电路100，参考图13所示，方法包括：
[0078]
s11,在逆变电路的每个控制周期内，先对整流电路进行控制，以将整流电路侧的能量回馈至逆变电路，以对逆变电路中开关管的寄生电容进行充放电。
[0079]
s12,在充放电完成后，再向逆变电路输入第一个触发脉冲，以使开关管在第一个触发脉冲零电压导通。
[0080]
需要说明的是，关于本技术中四脉冲间歇控制方法的描述，请参考本技术中关于谐振变换电路的相关描述，具体不作赘述。
[0081]
根据本发明实施例的四脉冲间歇控制方法，通过在逆变电路的每个周期内，先对整流电路进行控制，以将整流电路侧的能量回馈值逆变电路，并利用该能量对逆变电路中的开关管的寄生电容进行充放电，在充放电完成后，向逆变电路输入第一个触发脉冲，以使开关管能够实现零电压导通，从而使谐振变换电路采用间歇模式运行时不会存在硬开关现象，同时也为整流电路侧的能量提供释放通道，进而能够弱化整流电路侧的电压泵升效果，从而提高了变换电路的电压转换效率和稳定性。
[0082]
需要说明的是，在流程图中表示或在此以其他方式描述的逻辑和/或步骤，例如，可以被认为是用于实现逻辑功能的可执行指令的定序列表，可以具体实现在任何计算机可读介质中，以供指令执行系统、装置或设备(如基于计算机的系统、包括处理器的系统或其他可以从指令执行系统、装置或设备取指令并执行指令的系统)使用，或结合这些指令执行系统、装置或设备而使用。就本说明书而言，"计算机可读介质"可以是任何可以包含、存储、通信、传播或传输程序以供指令执行系统、装置或设备或结合这些指令执行系统、装置或设备而使用的装置。计算机可读介质的更具体的示例(非穷尽性列表)包括以下：具有一个或多个布线的电连接部(电子装置)，便携式计算机盘盒(磁装置)，随机存取存储器(ram)，只读存储器(rom)，可擦除可编辑只读存储器(eprom或闪速存储器)，光纤装置，以及便携式光盘只读存储器(cdrom)。另外，计算机可读介质甚至可以是可在其上打印所述程序的纸或其他合适的介质，因为可以例如通过对纸或其他介质进行光学扫描，接着进行编辑、解译或必要时以其他合适方式进行处理来以电子方式获得所述程序，然后将其存储在计算机存储器中。
[0083]
应当理解，本发明的各部分可以用硬件、软件、固件或它们的组合来实现。在上述实施方式中，多个步骤或方法可以用存储在存储器中且由合适的指令执行系统执行的软件或固件来实现。例如，如果用硬件来实现，和在另一实施方式中一样，可用本领域公知的下列技术中的任一项或他们的组合来实现：具有用于对数据信号实现逻辑功能的逻辑门电路的离散逻辑电路，具有合适的组合逻辑门电路的专用集成电路，可编程门阵列(pga)，现场
可编程门阵列(fpga)等。
[0084]
在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。
[0085]
此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。在本发明的描述中，“多个”的含义是至少两个，例如两个，三个等，除非另有明确具体的限定。
[0086]
在本发明中，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”、“固定”等术语应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或成一体；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通或两个元件的相互作用关系，除非另有明确的限定。对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
[0087]
尽管上面已经示出和描述了本发明的实施例，可以理解的是，上述实施例是示例性的，不能理解为对本发明的限制，本领域的普通技术人员在本发明的范围内可以对上述实施例进行变化、修改、替换和变型。

技术特征：
1.一种谐振变换电路，其特征在于，包括：逆变电路、谐振电路、变压器、整流电路和控制器，所述逆变电路、所述谐振电路、所述变压器和所述整流电路依次相连，所述逆变电路用于将第一直流电转换为第一交流电；所述谐振电路用于对所述第一交流电进行谐振；所述变压器用于将谐振后的第一交流电转换为第二交流电；所述整流电路用于对所述第二交流电进行整流得到第二直流电；所述控制器分别与所述逆变电路和所述整流电路相连，用于在所述逆变电路的每个控制周期内，先对所述整流电路进行控制，以将整流电路侧的能量回馈至所述逆变电路，以对所述逆变电路中开关管的寄生电容进行充放电，并在充放电完成后，向所述逆变电路输入第一个触发脉冲，以使所述开关管在所述第一个触发脉冲零电压导通。2.根据权利要求1所述的谐振变换电路，其特征在于，所述整流电路包括：第一至第四开关管，第一开关管的第一端和第三开关管的第一端相连并作为所述整流电路的第一输出端，第二开关管的第一端与所述第一开关管的第二端相连且形成有第一节点，第四开关管的第一端与所述第三开关管的第二端相连且形成有第二节点，所述第二开关管的第二端和所述第四开关管的第二端相连并作为所述整流电路的第二输出端，所述第一节点作为所述整流电路的第一输入端与所述变压器的副边绕组的一端相连，所述第二节点作为所述整流电路的第二输入端与所述变压器的副边绕组的另一端相连；其中，所述控制器具体用于控制所述第一开关管和所述第四开关管导通，并控制第二开关管和所述第三开关管断开，以将所述整流电路侧的能量回馈至所述逆变电路。3.根据权利要求1或2所述的谐振变换电路，其特征在于，所述逆变电路包括：第五至第八开关管，第五开关管的第一端和第七开关管的第一端相连并作为所述逆变电路的第一输入端，第六开关管的第一端与所述第五开关管的第二端相连且形成有第三节点，第八开关管的第一端与所述第七开关管的第二端相连且形成有第四节点，所述第六开关管的第二端和所述第八开关管的第二端相连并作为所述逆变电路的第二输入端，所述第三节点作为所述逆变电路的第一输出端与所述谐振电路的第一输入端相连，所述第四节点作为所述逆变电路的第二输出端与所述谐振电路的第二输入端相连；其中，所述控制器具体用于控制所述第五至第八开关管断开，以给所述第五开关管和所述第八开关管的寄生电容放电，并给所述第六开关管和所述第七开关管的寄生电容充电，直至所述第三节点的电压等于所述第一直流电的正极电压，且所述第四节点的电压等于所述第一直流电的负极电压，确定充放电完成。4.根据权利要求3所述的谐振变换电路，其特征在于，所述第五至第八开关管均包括体二极管。5.根据权利要求1所述的谐振变换电路，其特征在于，所述控制器在向所述逆变电路输入第一个触发脉冲，以使所述开关管在所述第一个触发脉冲零电压导通之后，还用于基于三脉冲模式对所述逆变电路进行控制。6.根据权利要求1所述的谐振变换电路，其特征在于，所述谐振电路包括：谐振电容、谐振电感和励磁电感，所述谐振电容的一端作为所述谐振电路的第一输入端与所述逆变电路的第一输出端相连，所述谐振电容的另一端与所述谐振电感的一端相连，所述谐振电感的另一端作为所述谐振电路的第一输出端与所述变压器的原边绕组的一端相连，所述励磁电
感的一端与所述谐振电感的另一端相连，所述励磁电感的另一端作为所述谐振电路的第二输入端与所述逆变电路的第二输出端相连，同时作为所述谐振电路的第二输出端与所述变压器的原边绕组的另一端相连。7.根据权利要求1所述的谐振变换电路，其特征在于，所述变压器为隔离变压器。8.根据权利要求1所述的谐振变换电路，其特征在于，所述谐振变换电路还包括：滤波电路，所述滤波电路与所述整流电路相连，用于对所述第二直流电进行滤波处理。9.一种开关电源，其特征在于，包括根据权利要求1-8任一项所述的谐振变换电路。10.一种电子设备，其特征在于，包括根据权利要求9所述的开关电源。11.一种基于能量回馈的四脉冲间歇控制方法，其特征在于，应用于根据权利要求1-8任一项所述的谐振变换电路，所述方法包括：在所述逆变电路的每个控制周期内，先对所述整流电路进行控制，以将整流电路侧的能量回馈至所述逆变电路，以对所述逆变电路中开关管的寄生电容进行充放电；在充放电完成后，再向所述逆变电路输入第一个触发脉冲，以使所述开关管在所述第一个触发脉冲零电压导通。

技术总结
本发明公开了一种谐振变换电路、开关电源、电子设备及基于能量回馈的四脉冲间歇控制方法，谐振变换电路包括：逆变电路、谐振电路、变压器、整流电路和控制器，逆变电路、谐振电路、变压器和整流电路依次相连，控制器分别与逆变电路和整流电路相连，用于在逆变电路的每个控制周期内，先对整流电路进行控制，将整流电路侧能量回馈至逆变电路，以对逆变电路中开关管寄生电容进行充放电，并在充放电完成后，向逆变电路输入第一个触发脉冲，以使开关管在第一个触发脉冲零电压导通。由此，能够有效降低开关管的开关损耗，提高提高谐振变换电路的电压转换效率。电压转换效率。电压转换效率。


技术研发人员：马胜国 古展基 赵玉珂 武延年 魏本海 陈亮 曹才具 赵晓曦
受保护的技术使用者：深圳市国电科技通信有限公司
技术研发日：2023.04.17
技术公布日：2023/7/21