三端口推挽型双有源桥电路变换器及其三自由度调制方法与流程

1.本发明涉及电力电子控制技术领域，具体涉及一种三端口推挽型双有源桥电路变换器及其三自由度调制方法。


背景技术：

2.近年来，双有源桥(dab)变换器受到越来越多的关注。由于其具有高功率密度、高电压水平、零电压开关(zvs)、高频电隔离、双向能量传输、对称结构等优点，已经被广泛研究和应用。如在可再生能源系统，电动汽车充电设备，固态变压器，以及储能系统等。然而，dab在负载较轻的情况下很难实现zvs，而且由于关断损耗大，其转换效率通常受到限制。为了提高dab变换器在输入输出电压大范围变化时的系统性能，提出了扩展相移控制(eps)和三相移控制(tps)。尽管已经提出了许多改进dab的方法，但仍存在开关器件计数高、导通损耗大等不足。推挽变换器是一种有效的替代拓扑结构，在传输高功率时开关更少。但推挽式变换器的主要缺点是开关困难和关断时的电压峰值。为了克服上述缺点，有学者提出了一种新型的互补有源箝位型推挽dc/dc变换器拓扑结构。基于该设计，开关之间互相箝位，实现了自然软开关。副边二极管也可以实现零电流开关(zcs)。然而，这些结构是单向的，不能用于双向功率传输场合。有学者在此基础上提出了一种改进的双向推挽变换器及其优化控制方案，以提高功率传输控制的灵活性，但其提出的改进pwm调制方案，仅利用变压器副边的相移角和占空比来调节功率，原边的占空比被固定在0.5，没有充分挖掘控制自由度。为了进一步优化推挽式dab变换器的性能，充分挖掘控制自由度，亟需寻求一种更加灵活的调制策略。


技术实现要素：

3.本发明要解决的技术问题：针对现有技术的上述问题，提供一种三端口推挽型双有源桥电路变换器及其三自由度调制方法，本发明的三端口推挽型双有源桥电路变换器能够提高功率传输控制的灵活性，实现双向功率传输；本发明三自由度调制方法旨在充分挖掘变换器的占空比控制自由度，为优化变换器表现提供可能，还可通过选取合适的工作区域，实现所有开关的软开关，以提高变换器效率。
4.为了解决上述技术问题，本发明采用的技术方案为：
5.一种三端口推挽型双有源桥电路变换器，包括高频变压器t，所述高频变压器t的原边包括由开关s1、钳位电容c以及开关s2按顺序串联形成的串联支路，开关s1上并联有续流二极管d1，开关s2上并联有续流二极管d2，所述串联支路与输入电源相连，所述高频变压器t包括两个原边绕组n
p1
和n
p2
，原边绕组n
p1
一端与输入电源的负极相连、另一端与电容c和开关s1两者的中间接点相连，原边绕组n
p2
一端与输入电源的正极相连、另一端与钳位电容c和开关s2两者的中间接点相连；所述高频变压器t的副边包括全桥模块，所述全桥模块由超前桥臂和滞后桥臂组成，所述超前桥臂由第一开关管q1和第二开关管q2正向串联组成，所述滞后桥臂由第三开关管q3和第四开关管q4正向串联组成，所述超前桥臂和滞后桥臂之间正
向并联，所述高频变压器t的副边绕组ns一端与第一开关管q1和第二开关管q2的中间接点c相连、另一端与第三开关管q3和第四开关管q4的中间接点d相连。
6.可选地，所述超前桥臂和滞后桥臂还并联有输出电容cs，所述高频变压器t的原边还并联有输入电容c9。
7.此外，本发明还提供一种所述的三端口推挽型双有源桥电路变换器的三自由度调制方法，包括针对三端口推挽型双有源桥电路变换器，采用原边的开关s1和开关s2的占空比、副边的全桥模块的开关内移相角、高频变压器t的原副边之间的外移相角三个自由度进行功率调节。
8.可选地，所述采用原边的开关s1和开关s2的占空比、副边的全桥模块的开关内移相角、高频变压器t的原副边之间的外移相角三个自由度进行功率调节时，包括采用工作模式a：从一个开关周期开始到结束，依次为s1/q1/q4导通阶段、d2/q1/q4导通阶段、q1/q4导通阶段、q2/q4导通阶段、q2/q3导通阶段、s2/q2/q3导通阶段、d1/q2/q3导通阶段、q2/q3导通阶段、q1/q3导通阶段、q1/q4导通阶段，其中符号“/”表示与，且工作模式a的限制条件为：
[0009][0010]
上式中，d
s1
为开关s1的占空比，d2为开关s1的占空比、副边的超前桥臂和滞后桥臂的中间接点电压的占空比，d
α
为开关s1与第四开关管q4两者的驱动信号上升沿之间的相移占空比，k为常数参数。
[0011]
可选地，所述采用原边的开关s1和开关s2的占空比、副边的全桥模块的开关内移相角、高频变压器t的原副边之间的外移相角三个自由度进行功率调节时，包括采用工作模式b：从一个开关周期开始到结束，依次为s1/q1/q3导通阶段、s1/q1/q4导通阶段、d2/q1/q4导通阶段、q1/q4导通阶段、q2/q4导通阶段、s2/q2/q4导通阶段、s2/q2/q3导通阶段、d1/q2/q3导通阶段、q2/q3导通阶段、q1/q3导通阶段，其中符号“/”表示与，且工作模式b的限制条件为：
[0012][0013]
上式中，max为取最大值，min为取最小值，d
s1
为开关s1的占空比，d2为开关s1的占空比、副边的超前桥臂和滞后桥臂的中间接点电压的占空比，d
α
为开关s1与第四开关管q4两者的驱动信号上升沿之间的相移占空比，k为常数参数。
[0014]
可选地，所述采用原边的开关s1和开关s2的占空比、副边的全桥模块的开关内移相角、高频变压器t的原副边之间的外移相角三个自由度进行功率调节时，包括采用工作模式c：从一个开关周期开始到结束，依次为s1/q2/q3导通阶段、s1/q1/q3导通阶段、s1/q1/q4导通阶段、d2/q1/q4导通阶段、q1/q4导通阶段、s2/q1/q4导通阶段、s2/q2/q4导通阶段、s2/q2/q3导通阶段、d1/q2/q3导通阶段、q2/q3导通阶段，其中符号“/”表示与，且工作模式c的限制条件为：
[0015][0016]
上式中，d
s1
为开关s1的占空比，d2为开关s1的占空比、副边的超前桥臂和滞后桥臂的中间接点电压的占空比，d
α
为开关s1与第四开关管q4两者的驱动信号上升沿之间的相移
占空比，k为常数参数。
[0017]
可选地，所述采用原边的开关s1和开关s2的占空比、副边的全桥模块的开关内移相角、高频变压器t的原副边之间的外移相角三个自由度进行功率调节时，包括采用工作模式d：从一个开关周期开始到结束，依次为s1/q2/q3导通阶段、s1/q1/q3导通阶段、d2/q1/q3导通阶段、d2/q1/q4导通阶段、q1/q4导通阶段、s2/q1/q4导通阶段、s2/q2/q4导通阶段、d1/q2/q4导通阶段、d1/q2/q3导通阶段、q2/q3导通阶段；其中符号“/”表示与，且工作模式d的限制条件为：
[0018][0019]
上式中，max为取最大值，min为取最小值，d
s1
为开关s1的占空比，d2为开关s1的占空比、副边的超前桥臂和滞后桥臂的中间接点电压的占空比，d
α
为开关s1与第四开关管q4两者的驱动信号上升沿之间的相移占空比，k为常数参数。
[0020]
可选地，所述采用原边的开关s1和开关s2的占空比、副边的全桥模块的开关内移相角、高频变压器t的原副边之间的外移相角三个自由度进行功率调节时，包括采用工作模式e：从一个开关周期开始到结束，依次为s1/q2/q3导通阶段、d2/q2/q3导通阶段、d2/q1/q3导通阶段、d2/q1/q4导通阶段、q1/q4导通阶段、s2/q1/q4导通阶段、d1/q1/q4导通阶段、d1/q2/q4导通阶段、d1/q2/q3导通阶段、q2/q3导通阶段；其中符号“/”表示与，且工作模式e的限制条件为：
[0021][0022]
上式中，max为取最大值，min为取最小值，d
s1
为开关s1的占空比，d2为开关s1的占空比、副边的超前桥臂和滞后桥臂的中间接点电压的占空比，d
α
为开关s1与第四开关管q4两者的驱动信号上升沿之间的相移占空比，k为常数参数。
[0023]
可选地，所述采用原边的开关s1和开关s2的占空比、副边的全桥模块的开关内移相角、高频变压器t的原副边之间的外移相角三个自由度进行功率调节时，包括采用工作模式f：从一个开关周期开始到结束，依次为s1/q1/q3导通阶段、d2/q1/q3导通阶段、d2/q1/q4导通阶段、q1/q4导通阶段、q2/q4导通阶段、s2/q2/q4导通阶段、s2/q2/q4导通阶段、d1/q2/q4导通阶段、d1/q2/q3导通阶段、q2/q3导通阶段、q1/q3导通阶段；其中符号“/”表示与，且工作模式f的限制条件为：
[0024][0025]
上式中，d
s1
为开关s1的占空比，d2为开关s1的占空比、副边的超前桥臂和滞后桥臂的中间接点电压的占空比，d
α
为开关s1与第四开关管q4两者的驱动信号上升沿之间的相移占空比，k为常数参数。
[0026]
可选地，所述采用原边的开关s1和开关s2的占空比、副边的全桥模块的开关内移相角、高频变压器t的原副边之间的外移相角三个自由度进行功率调节时，开关s1和s2的导通时间相等且均为d
s1
ts，开关s1和s2的相位相差ts/2；第一开关管q1、第二开关管q2、第三开关
管q3和第四开关管q4的导通占空比均为0.5，第一开关管q1和第四开关管q4同时导通且导通时间为d2ts，第二开关管q2、第三开关管q3和同时导通且导通时间同样为d2ts；原边的开关s1与副边的第四开关管q4驱动信号上升沿之间的相位差为d
α
ts；且满足：
[0027][0028]
上式中，d
s1
为开关s1的占空比，d2为开关s1的占空比、副边的超前桥臂和滞后桥臂的中间接点电压的占空比，d
α
为开关s1与第四开关管q4两者的驱动信号上升沿之间的相移占空比，ts为三端口推挽型双有源桥电路变换器的开关周期。
[0029]
和现有技术相比，本发明主要具有下述优点：本发明的三端口推挽型双有源桥电路变换器能够提高功率传输控制的灵活性，实现双向功率传输；本发明三端口推挽型双有源桥电路变换器的三自由度调制方法旨在充分挖掘变换器的占空比控制自由度，为优化变换器表现提供可能，还可通过选取合适的工作区域，实现所有开关的软开关，以提高变换器效率。
附图说明
[0030]
图1为本发明实施例中三端口推挽型双有源桥电路变换器的电路原理图。
[0031]
图2为本发明实施例中的工作区域划分示意图。
[0032]
图3为本发明实施例中的工作模式示意图。
[0033]
图4为本发明实施例中六种工作模式a的关键波形图。
[0034]
图5为本发明实施例中六种工作模式b的关键波形图。
[0035]
图6为本发明实施例中六种工作模式c的关键波形图。
[0036]
图7为本发明实施例中六种工作模式d的关键波形图。
[0037]
图8为本发明实施例中六种工作模式e的关键波形图。
[0038]
图9为本发明实施例中六种工作模式f的关键波形图。
具体实施方式
[0039]
如图1所示，本实施例的三端口推挽型双有源桥电路变换器包括高频变压器t，高频变压器t的原边包括由开关s1、钳位电容c以及开关s2按顺序串联形成的串联支路，开关s1上并联有续流二极管d1，开关s2上并联有续流二极管d2，串联支路与输入电源相连，高频变压器t包括两个原边绕组n
p1
和n
p2
，原边绕组n
p1
一端与输入电源的负极相连、另一端与钳位电容c和开关s1两者的中间接点相连，原边绕组n
p2
一端与输入电源的正极相连、另一端与钳位电容c和开关s2两者的中间接点相连；高频变压器t的副边包括全桥模块，全桥模块(h桥)由超前桥臂和滞后桥臂组成，超前桥臂由第一开关管q1和第二开关管q2正向串联组成，滞后桥臂由第三开关管q3和第四开关管q4正向串联组成，超前桥臂和滞后桥臂之间正向并联，高频变压器t的副边绕组ns一端与第一开关管q1和第二开关管q2的中间接点c相连、另一端与第三开关管q3和第四开关管q4的中间接点d相连。如图1所示，本实施例的超前桥臂和滞后桥臂还并联有输出电容cs，所述高频变压器t的原边还并联有输入电容c9。图1中，s1和s2为原边开关，c为原边侧的钳位电容，该钳位电容接在s1和s2之间。t为三绕组高频变压器，其匝比为n
p1
:n
p1
:ns，l1,l2为变压器等效漏感。钳位电容c两端分别与高频变压器原边绕组同名端
交叉连接。变换器副边侧采用全桥结构，q1～q4为副边开关。v1和v2分别为输入和输出电压。令k为变压器原副边匝比，定义k＝kv2/v1。d
s1
为开关s1的占空比，d2为开关s1的占空比、副边的超前桥臂和滞后桥臂的中间接点电压的占空比，d
α
为开关s1与第四开关管q4两者的驱动信号上升沿之间的相移占空比。
[0040]
此外，本实施例还提供一种前述三端口推挽型双有源桥电路变换器的三自由度调制方法，包括针对三端口推挽型双有源桥电路变换器，采用原边的开关s1和开关s2的占空比、副边的全桥模块的开关内移相角、高频变压器t的原副边之间的外移相角三个自由度进行功率调节。
[0041]
本实施例中，采用原边的开关s1和开关s2的占空比、副边的全桥模块的开关内移相角、高频变压器t的原副边之间的外移相角三个自由度进行功率调节时，根据上述三个自由度将变换器分为八个不同的工作区域，为了提升变换器效率，为上述工作区域加上软开关条件，然后可得到六种变换器的工作模式，根据每个工作模式中上述三个自由度及加在变压器原边电感上的电压关系可计算得变换器处在各工作模式时的电感电流，然后进一步计算得每个工作模式的功率传输特性。六种变换器的工作模式中的每个工作模式均能实现所有开关的软开关，因此所述调制方案可在全功率范围内实现软开关；充分挖掘变换器调制自由度，可靠且更加灵活地控制变换器的功率传输。
[0042]
原边的开关s1和开关s2的占空比、副边的全桥模块的开关内移相角、高频变压器t的原副边之间的外移相角三个自由度具体可表示为开关s1的占空比d
s1
，开关s1的占空比、副边的超前桥臂和滞后桥臂的中间接点电压的占空比d2，开关s1与第四开关管q4两者的驱动信号上升沿之间的相移占空比d
α
三个关键的驱动信号。
[0043]
如图2所示，本实施例中根据开关s1与第四开关管q4两者的驱动信号上升沿之间的相移占空比d
α
取值的七种情况作为边界，可进行工作区域划分为八个工作区域1～8。如图3所示，在八个工作区域1～8的基础上，进一步结合三个关键的驱动信号之间的限制条件，可划分为工作模式a～f共六种工作模式：
[0044]
工作模式a：从一个开关周期开始到结束，依次为s1/q1/q4导通阶段、d2/q1/q4导通阶段、q1/q4导通阶段、q2/q4导通阶段、q2/q3导通阶段、s2/q2/q3导通阶段、d1/q2/q3导通阶段、q2/q3导通阶段、q1/q3导通阶段、q1/q4导通阶段，其中符号“/”表示与，且工作模式a的限制条件为：
[0045][0046]
上式中，d
s1
为开关s1的占空比，d2为开关s1的占空比、副边的超前桥臂和滞后桥臂的中间接点电压的占空比，d
α
为开关s1与第四开关管q4两者的驱动信号上升沿之间的相移占空比，k为常数参数。
[0047]
工作模式b：从一个开关周期开始到结束，依次为s1/q1/q3导通阶段、s1/q1/q4导通阶段、d2/q1/q4导通阶段、q1/q4导通阶段、q2/q4导通阶段、s2/q2/q4导通阶段、s2/q2/q3导通阶段、d1/q2/q3导通阶段、q2/q3导通阶段、q1/q3导通阶段，其中符号“/”表示与，且工作模式b的限制条件为：
[0048][0049]
上式中，max为取最大值，min为取最小值，d
s1
、d2和d
α
为调制信号，k为常数参数。
[0050]
工作模式c：从一个开关周期开始到结束，依次为s1/q2/q3导通阶段、s1/q1/q3导通阶段、s1/q1/q4导通阶段、d2/q1/q4导通阶段、q1/q4导通阶段、s2/q1/q4导通阶段、s2/q2/q4导通阶段、s2/q2/q3导通阶段、d1/q2/q3导通阶段、q2/q3导通阶段，其中符号“/”表示与，且工作模式c的限制条件为：
[0051][0052]
上式中，d
s1
为开关s1的占空比，d2为开关s1的占空比、副边的超前桥臂和滞后桥臂的中间接点电压的占空比，d
α
为开关s1与第四开关管q4两者的驱动信号上升沿之间的相移占空比，k为常数参数。
[0053]
工作模式d：从一个开关周期开始到结束，依次为s1/q2/q3导通阶段、s1/q1/q3导通阶段、d2/q1/q3导通阶段、d2/q1/q4导通阶段、q1/q4导通阶段、s2/q1/q4导通阶段、s2/q2/q4导通阶段、d1/q2/q4导通阶段、d1/q2/q3导通阶段、q2/q3导通阶段；其中符号“/”表示与，且工作模式d的限制条件为：
[0054][0055]
上式中，max为取最大值，min为取最小值，d
s1
为开关s1的占空比，d2为开关s1的占空比、副边的超前桥臂和滞后桥臂的中间接点电压的占空比，d
α
为开关s1与第四开关管q4两者的驱动信号上升沿之间的相移占空比，k为常数参数。
[0056]
工作模式e：从一个开关周期开始到结束，依次为s1/q2/q3导通阶段、d2/q2/q3导通阶段、d2/q1/q3导通阶段、d2/q1/q4导通阶段、q1/q4导通阶段、s2/q1/q4导通阶段、d1/q1/q4导通阶段、d1/q2/q4导通阶段、d1/q2/q3导通阶段、q2/q3导通阶段；其中符号“/”表示与，且工作模式e的限制条件为：
[0057][0058]
上式中，max为取最大值，min为取最小值，d
s1
为开关s1的占空比，d2为开关s1的占空比、副边的超前桥臂和滞后桥臂的中间接点电压的占空比，d
α
为开关s1与第四开关管q4两者的驱动信号上升沿之间的相移占空比，k为常数参数。
[0059]
工作模式f：从一个开关周期开始到结束，依次为s1/q1/q3导通阶段、d2/q1/q3导通阶段、d2/q1/q4导通阶段、q1/q4导通阶段、q2/q4导通阶段、s2/q2/q4导通阶段、s2/q2/q4导通阶段、d1/q2/q4导通阶段、d1/q2/q3导通阶段、q2/q3导通阶段、q1/q3导通阶段；其中符号“/”表示与，且工作模式f的限制条件为：
[0060][0061]
上式中，d
s1
、d2和d
α
为调制信号，k为常数参数。
[0062]
本实施例中，六种工作模式下变换器主要波形见图4～图9，每种工作模式具有不同的软开关特性和功率特性。发明中六种工作模式的约束如发明内容所述，各工作模式中软开关情况和详细约束如下表1所示。
[0063][0064]
参见表1，其中zvs表示零电压开关，zcs表示零电流开关。在工作模式a中，原边s1,s2实现zcs，副边q1～q4实现zcs；在工作模式b中，原边s1,s2实现zcs，副边q1,q2实现zvs，副边q3,q4实现zcs；在工作模式c中，原边s1,s2实现zcs，副边q1～q4实现zvs；在工作模式d中，原边s1,s2实现zcs，副边q1～q4实现zvs；在工作模式e中，原边s1,s2实现zcs，副边q1～q4实现zvs；在工作模式f中，原边s1,s2实现zcs，副边q1,q2实现zvs，副边q3,q4实现zcs。
[0065]
为了深入了解本实施例的三端口推挽型双有源桥电路变换器工作特性，结合图4～图9给出了每个工作模式的关键波形，包括原副边开关驱动波形，原边的电压和电流波形等，计算分析变换器各模式下的传输功率特性。图4～图9中i1，i2和i3为图1所示线路的电流，i0为原边电流i1和i2收敛值(i1和i2两者波形相同但方向相反，且均收敛于i0)，v
cd
为副边电压(图1中c和d之间的电压)。在实际应用中，变换器可根据传输功率的大小选取相应的模式运行，其中各个工作模式的传输功率表达式如下：
[0066]
工作模式a:
[0067]
与副边的第四开关管q4驱动信号上升沿之间的相位差为2
α
ts；且满足：
[0081][0082]
上式中，d
s1
为开关s1的占空比，d2为开关s1的占空比、副边的超前桥臂和滞后桥臂的中间接点电压的占空比，d
α
为开关s1与第四开关管q4两者的驱动信号上升沿之间的相移占空比，ts为三端口推挽型双有源桥电路变换器的开关周期。
[0083]
综上所述，本实施例三端口推挽型双有源桥电路变换器的三自由度调制方法同时利用原边开关占空比，副边开关内移相角和原副边之间的外移相角三个自由度进行功率调节。首先根据上述三个自由度将变换器分为八个不同的工作区域，为了提升变换器效率，为上述工作区域加上软开关条件，然后可得到六种变换器的工作模式。根据每个工作模式中上述三个自由度及加在变压器原边电感上的电压关系可计算得变换器处在各工作模式时的电感电流，然后进一步计算可得每个工作模式的功率传输特性。由于不同的工作模式归一化后的功率大小不同，可根据传输功率的大小选取合适的工作模式进行工作。本实施例三端口推挽型双有源桥电路变换器的三自由度调制方法为三端口推挽型双有源桥电路变换器提供了一种可靠且灵活性更高的调制策略，充分挖掘变换器自由度，同时可实现全功率范围的软开关。
[0084]
以上所述仅是本发明的优选实施方式，本发明的保护范围并不仅局限于上述实施例，凡属于本发明思路下的技术方案均属于本发明的保护范围。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理前提下的若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

技术特征：
1.一种三端口推挽型双有源桥电路变换器，其特征在于，包括高频变压器t，所述高频变压器t的原边包括由开关s1、钳位电容c以及开关s2按顺序串联形成的串联支路，开关s1上并联有续流二极管d1，开关s2上并联有续流二极管d2，所述串联支路与输入电源相连，所述高频变压器t包括两个原边绕组n
p1
和n
p2
，原边绕组n
p1
一端与输入电源的负极相连、另一端与电容c和开关s1两者的中间接点相连，原边绕组n
p2
一端与输入电源的正极相连、另一端与钳位电容c和开关s2两者的中间接点相连；所述高频变压器t的副边包括全桥模块，所述全桥模块由超前桥臂和滞后桥臂组成，所述超前桥臂由第一开关管q1和第二开关管q2正向串联组成，所述滞后桥臂由第三开关管q3和第四开关管q4正向串联组成，所述超前桥臂和滞后桥臂之间正向并联，所述高频变压器t的副边绕组n
s
一端与第一开关管q1和第二开关管q2的中间接点c相连、另一端与第三开关管q3和第四开关管q4的中间接点d相连。2.根据权利要求1所述的三端口推挽型双有源桥电路变换器，其特征在于，所述超前桥臂和滞后桥臂还并联有输出电容c
s
，所述高频变压器t的原边还并联有输入电容c9。3.一种权利要求1或2所述的三端口推挽型双有源桥电路变换器的三自由度调制方法，其特征在于，包括针对三端口推挽型双有源桥电路变换器，采用原边的开关s1和开关s2的占空比、副边的全桥模块的开关内移相角、高频变压器t的原副边之间的外移相角三个自由度进行功率调节。4.根据权利要求3所述的三端口推挽型双有源桥电路变换器的三自由度调制方法，其特征在于，所述采用原边的开关s1和开关s2的占空比、副边的全桥模块的开关内移相角、高频变压器t的原副边之间的外移相角三个自由度进行功率调节时，包括采用工作模式a：从一个开关周期开始到结束，依次为s1/q1/q4导通阶段、d2/q1/q4导通阶段、q1/q4导通阶段、q2/q4导通阶段、q2/q3导通阶段、s2/q2/q3导通阶段、d1/q2/q3导通阶段、q2/q3导通阶段、q1/q3导通阶段、q1/q4导通阶段，其中符号“/”表示与，且工作模式a的限制条件为：上式中，d
s1
为开关s1的占空比，d2为开关s1的占空比、副边的超前桥臂和滞后桥臂的中间接点电压的占空比，d
α
为开关s1与第四开关管q4两者的驱动信号上升沿之间的相移占空比，k为常数参数。5.根据权利要求3所述的三端口推挽型双有源桥电路变换器的三自由度调制方法，其特征在于，所述采用原边的开关s1和开关s2的占空比、副边的全桥模块的开关内移相角、高频变压器t的原副边之间的外移相角三个自由度进行功率调节时，包括采用工作模式b：从一个开关周期开始到结束，依次为s1/q1/q3导通阶段、s1/q1/q4导通阶段、d2/q1/q4导通阶段、q1/q4导通阶段、q2/q4导通阶段、s2/q2/q4导通阶段、s2/q2/q3导通阶段、d1/q2/q3导通阶段、q2/q3导通阶段、q1/q3导通阶段，其中符号“/”表示与，且工作模式b的限制条件为：上式中，max为取最大值，min为取最小值，d
s1
为开关s1的占空比，d2为开关s1的占空比、副边的超前桥臂和滞后桥臂的中间接点电压的占空比，d
α
为开关s1与第四开关管q4两者的
驱动信号上升沿之间的相移占空比，k为常数参数。6.根据权利要求3所述的三端口推挽型双有源桥电路变换器的三自由度调制方法，其特征在于，所述采用原边的开关s1和开关s2的占空比、副边的全桥模块的开关内移相角、高频变压器t的原副边之间的外移相角三个自由度进行功率调节时，包括采用工作模式c：从一个开关周期开始到结束，依次为s1/q2/q3导通阶段、s1/q1/q3导通阶段、s1/q1/q4导通阶段、d2/q1/q4导通阶段、q1/q4导通阶段、s2/q1/q4导通阶段、s2/q2/q4导通阶段、s2/q2/q3导通阶段、d1/q2/q3导通阶段、q2/q3导通阶段，其中符号“/”表示与，且工作模式c的限制条件为：上式中，d
s1
为开关s1的占空比，d2为开关s1的占空比、副边的超前桥臂和滞后桥臂的中间接点电压的占空比，d
α
为开关s1与第四开关管q4两者的驱动信号上升沿之间的相移占空比，k为常数参数。7.根据权利要求3所述的三端口推挽型双有源桥电路变换器的三自由度调制方法，其特征在于，所述采用原边的开关s1和开关s2的占空比、副边的全桥模块的开关内移相角、高频变压器t的原副边之间的外移相角三个自由度进行功率调节时，包括采用工作模式d：从一个开关周期开始到结束，依次为s1/q2/q3导通阶段、s1/q1/q3导通阶段、d2/q1/q3导通阶段、d2/q1/q4导通阶段、q1/q4导通阶段、s2/q1/q4导通阶段、s2/q2/q4导通阶段、d1/q2/q4导通阶段、d1/q2/q3导通阶段、q2/q3导通阶段；其中符号“/”表示与，且工作模式d的限制条件为：上式中，max为取最大值，min为取最小值，d
s1
为开关s1的占空比，d2为开关s1的占空比、副边的超前桥臂和滞后桥臂的中间接点电压的占空比，d
α
为开关s1与第四开关管q4两者的驱动信号上升沿之间的相移占空比，k为常数参数。8.根据权利要求3所述的三端口推挽型双有源桥电路变换器的三自由度调制方法，其特征在于，所述采用原边的开关s1和开关s2的占空比、副边的全桥模块的开关内移相角、高频变压器t的原副边之间的外移相角三个自由度进行功率调节时，包括采用工作模式e：从一个开关周期开始到结束，依次为s1/q2/q3导通阶段、d2/q2/q3导通阶段、d2/q1/q3导通阶段、d2/q1/q4导通阶段、q1/q4导通阶段、s2/q1/q4导通阶段、d1/q1/q4导通阶段、d1/q2/q4导通阶段、d1/q2/q3导通阶段、q2/q3导通阶段；其中符号“/”表示与，且工作模式e的限制条件为：上式中，max为取最大值，min为取最小值，d
s1
为开关s1的占空比，d2为开关s1的占空比、副边的超前桥臂和滞后桥臂的中间接点电压的占空比，d
α
为开关s1与第四开关管q4两者的驱动信号上升沿之间的相移占空比，k为常数参数。9.根据权利要求3所述的三端口推挽型双有源桥电路变换器的三自由度调制方法，其
特征在于，所述采用原边的开关s1和开关s2的占空比、副边的全桥模块的开关内移相角、高频变压器t的原副边之间的外移相角三个自由度进行功率调节时，包括采用工作模式f：从一个开关周期开始到结束，依次为s1/q1/q3导通阶段、d2/q1/q3导通阶段、d2/q1/q4导通阶段、q1/q4导通阶段、q2/q4导通阶段、s2/q2/q4导通阶段、s2/q2/q4导通阶段、d1/q2/q4导通阶段、d1/q2/q3导通阶段、q2/q3导通阶段、q1/q3导通阶段；其中符号“/”表示与，且工作模式f的限制条件为：上式中，d
s1
为开关s1的占空比，d2为开关s1的占空比、副边的超前桥臂和滞后桥臂的中间接点电压的占空比，d
α
为开关s1与第四开关管q4两者的驱动信号上升沿之间的相移占空比，k为常数参数。10.根据权利要求3所述的三端口推挽型双有源桥电路变换器的三自由度调制方法，其特征在于，所述采用原边的开关s1和开关s2的占空比、副边的全桥模块的开关内移相角、高频变压器t的原副边之间的外移相角三个自由度进行功率调节时，开关s1和s2的导通时间相等且均为d
s1
ts，开关s1和s2的相位相差ts/2；第一开关管q1、第二开关管q2、第三开关管q3和第四开关管q4的导通占空比均为0.5，第一开关管q1和第四开关管q4同时导通且导通时间为d2ts，第二开关管q2、第三开关管q3和同时导通且导通时间同样为d2ts；原边的开关s1与副边的第四开关管q4驱动信号上升沿之间的相位差为d
α
ts；且满足：上式中，d
s1
为开关s1的占空比，d2为开关s1的占空比、副边的超前桥臂和滞后桥臂的中间接点电压的占空比，d
α
为开关s1与第四开关管q4两者的驱动信号上升沿之间的相移占空比，ts为三端口推挽型双有源桥电路变换器的开关周期。

技术总结
本发明公开了一种三端口推挽型双有源桥电路变换器及其三自由度调制方法，本发明的变换器在高频变压器原边包括串联的开关S1、钳位电容及开关S2，高频变压器的原边绕组N


技术研发人员：吴晋波 刘章华 刘伟良 袁士林 何智强 姜利 余波 谢国胜 宁光富 李理 李刚 臧欣 粟梅 刘智仁 肖潇 李辉
受保护的技术使用者：国网湖南省电力有限公司电力科学研究院 国家电网有限公司
技术研发日：2023.05.09
技术公布日：2023/7/22