一种高效抗偏移磁谐振式无线电能传输系统及其控制方法

1.本发明涉及无线电能传输技术领域，更具体地，涉及一种高效抗偏移磁谐振式无线电能传输系统及其控制方法。


背景技术：

2.近年来，各类电子电气设备得到了快速普及与发展，而用户对电能传输的安全性与可靠性提出了新的要求。传统插电式电能传输技术在充电时，存在火花及高压触电等安全隐患，使得系统安全性、可靠性以及使用寿命降低，并尚且难以达到一些特殊工业场合的安全要求。无线电能传输系统因其具有安全性、电气隔离、低维护和便携性以及具备在特殊环境与天气下工作的能力等诸多优势，开始逐步应用于电动汽车、植入式医疗设备、水下通信设备以及消费电子等领域。但无线电能传输系统的发射线圈与接收线圈往往会发生不同程度的偏移，这使得系统不能稳定地传输能量，从而造成剧烈的输出功率波动。
3.当前控制wpt系统抗偏移的技术包括：第一个是采用混合拓扑结构，这种技术通常将具有不同特性的拓扑进行组合，构建混合拓扑结构，使得当耦合机构发生偏移时，耦合系数的变化对输出电压电流的影响可在一定范围内相互抵消，从而实现抗偏移的效果；第二个是对磁耦合器的优化设计，通过线圈绕法或磁芯优化设计等方式，使得耦合线圈在发生物理相对偏移的情况下，磁耦合线圈之间的互感变化平缓，从而使得磁耦合器的磁场维持相对稳定；第三个是构建闭合环路，为了实现较大偏移范围内的稳定输出，通常对输出参量进行闭环控制，闭环又可分为发射端闭环、接收端闭环和双边通信闭环，通过实时采样输出参量使用pid算法调控输入量，使得系统输出参量保持恒定，以达到抗偏移的效果。
4.传统的抗偏移无线电能传输系统，在多数时候都通过较为复杂的线圈结构和复杂化的拓扑结构来实现抗偏移特性，这种方式使得电路设计复杂化，增加了系统本身的固有损耗，而且较为繁琐的线圈结构大大增加的铜损，降低了系统的传输效率。
5.目前的现有技术公开了一种交错抗偏移恒压谐振式无线电能传输系统，现有技术使用双发射线圈使得磁场的区域更大，在一定偏移范围内，能实现输出电压的稳定，因此具有抗偏移能力；与传统的单发射线圈相比，双发射线圈配合双谐振网络，能进一步提升输入功率，从而增强磁场，从而传输距离更远，输出电压更高；现有技术中的系统通过采用复杂的线圈结构实现抗偏移效果，仅适用于一些特殊场合，不具有普适性；另外，现有技术中的系统只注重输出抗偏移效果，而忽略系统效率，在偏移情况下，随耦合系数变化，系统效率不理想；在实际的充电过程中，负载等效阻值不是一成不变的，因此，现有技术中的系统随着负载的变化，系统输出也会收到影响。


技术实现要素：

6.本发明为克服上述现有技术中的系统无法兼顾抗偏移性能和传输效率的缺陷，提供一种高效抗偏移磁谐振式无线电能传输系统及其控制方法，能够实现较好的抗偏移效果，同时能够通过有源阻抗匹配提高系统的传输效率。
7.为解决上述技术问题，本发明的技术方案如下：
8.一种高效抗偏移磁谐振式无线电能传输系统，包括：发射端和接收端；
9.所述发射端包括直流电源、高频全桥逆变电路、发射端控制电路和发射端谐振网络；
10.所述直流电源与高频全桥逆变电路的一端并联连接，所述高频全桥逆变电路的另一端与发射端谐振网络连接；
11.发射端控制电路用于控制高频全桥逆变电路将直流电源输入的直流电逆变为特定频率的交流电；
12.所述接收端包括接收端谐振网络、可控整流电路和接收端阻抗匹配控制电路；
13.所述接收端谐振网络中的接收线圈与发射端谐振网络中的发射线圈互感耦合，接收端谐振网络与可控整流电路的一端连接，可控整流电路的另一端与外接负载连接；
14.所述接收端阻抗匹配控制电路用于实时采集接收端谐振网络和可控整流电路的输出，并计算调整参数，根据所述调整参数对可控整流电路进行调整。
15.优选地，所述高频全桥逆变电路包括第一功率开关管q1、第二功率开关管q2、第三功率开关管q3和第四功率开关管q4和第一滤波电容c
in
；
16.所述第一功率开关管q1、第二功率开关管q2、第三功率开关管q3和第四功率开关管q4均为同型号的n沟道增强型mos管；
17.所述第一滤波电容c
in
的正负极并联在直流电源的正极和负极之间；
18.所述第一功率开关管q1的漏极与直流电源的正极连接，第一功率开关管q1的源极与第二功率开关管q2的漏极连接，第二功率开关管q2的源极与直流电源的负极连接；
19.所述第三功率开关管q3的漏极与直流电源的正极连接，第三功率开关管q3的源极与第四功率开关管q4的漏极连接，第四功率开关管q4的源极与直流电源的负极连接；
20.所述第一功率开关管q1、第二功率开关管q2、第三功率开关管q3和第四功率开关管q4的栅极均与发射端控制电路连接；
21.所述第一功率开关管q1和第三功率开关管q3的源极作为高频全桥逆变电路的另一端与发射端谐振网络连接。
22.优选地，所述发射端控制电路包括依次连接的第一dsp控制电路和pwm驱动电路；
23.pwm驱动电路的输出端与高频全桥逆变电路连接，用于产生pwm方波信号控制高频全桥逆变电路将直流电源输入的直流电逆变为特定频率的交流电。
24.优选地，所述发射端谐振网络包括谐振补偿电感l1、第一谐振补偿电容c1、发射线圈l
p
和第二谐振补偿电容c
p
；
25.所述谐振补偿电感l1的一端与第一功率开关管q1的源极连接，另一端与第一谐振补偿电容c1的一端连接，第一谐振补偿电容c1的另一端与第三功率开关管q3的源极连接；
26.发射线圈l
p
的第一端与第一谐振补偿电容c1的一端连接，发射线圈l
p
的第二端与第二谐振补偿电容c
p
的一端连接，第二谐振补偿电容c
p
的另一端与第一谐振补偿电容c1的另一端连接。
27.优选地，所述接收端谐振网络包括接收线圈ls和第三谐振补偿电容cs；
28.所述接收线圈ls的第一端与第三谐振补偿电容cs的一端连接，接收线圈ls的第二端与可控整流电路连接，第三谐振补偿电容cs的另一端与可控整流电路连接；
29.所述接收端阻抗匹配控制电路对接收线圈ls第二端的输出进行实时采集。
30.优选地，所述发射线圈l
p
和接收线圈ls构成平面螺旋式结构的耦合线圈，发射线圈l
p
和接收线圈ls均为参数相同的空心线圈；
31.发射线圈l
p
和接收线圈ls互感耦合，发射线圈l
p
的第一端和接收线圈ls的第一端互为同名端；
32.发射线圈l
p
和接收线圈ls的互感系数m为：
[0033][0034]
其中，d为发射线圈与接收线圈的垂直距离，d
avg
为耦合线圈外半径与内半径之和，μ0为真空磁导率，n为耦合线圈的绕线匝数；
[0035]
发射线圈l
p
和接收线圈ls的耦合系数k为：
[0036][0037]
其中，l
p
为发射线圈l
p
的电感值，ls为接收线圈ls的电感值。
[0038]
优选地，所述可控整流电路包括第一整流二极管d1、第二整流二极管d2、第五功率开关管q5、第六功率开关管q6和第二滤波电容co；
[0039]
所述第五功率开关管q5和第六功率开关管q6均为同型号的n沟道增强型mos管；
[0040]
所述第二滤波电容co的正负极并联在外接负载的两端，且接收端阻抗匹配控制电路对第二滤波电容co正负极两端的输出进行实时采集；
[0041]
所述第五功率开关管q5的漏极与第一整流二极管d1的正极连接，第五功率开关管q5的源极与第二滤波电容co的一端连接，第二滤波电容co的另一端与第一整流二极管d1的负极连接；
[0042]
所述第六功率开关管q6的漏极与第二整流二极管d2的正极连接，第六功率开关管q6的源极与第二滤波电容co的一端连接，第二滤波电容co的另一端与第二整流二极管d2的负极连接；
[0043]
所述第五功率开关管q5和第六功率开关管q6的栅极均与接收端阻抗匹配控制电路连接；
[0044]
所述第五功率开关管q5的漏极还与第三谐振补偿电容cs的另一端连接，第六功率开关管q6的漏极还与接收线圈ls的第二端连接。
[0045]
优选地，所述接收端阻抗匹配控制电路包括采样电路、计算电路、第二dsp控制电路、同相控制电路和驱动电路；
[0046]
所述采样电路包括输出电流采样电路、输出电压采样电路和谐振电流采样电路；谐振电流采样电路采集接收端谐振网络的电流并输入计算电路和同相控制电路；计算电路实时计算接收端的最优等效负载阻抗大小，并将计算结果输入第二dsp控制电路；
[0047]
输出电压采样电路和输出电流采样电路分别采集第二滤波电容co两端的电压和第二滤波电容co所在支路的电流，共同输入第二dsp控制电路；
[0048]
所述第二dsp控制电路依次连接同相控制电路和驱动电路，用于计算调整参数；
[0049]
驱动电路的输出端与可控整流电路连接，用于根据调整参数控制可控整流电路调整接收端的阻抗。
[0050]
优选地，发射端谐振网络的输入阻抗z
in
为：
[0051][0052]
其中，c1为第一谐振补偿电容c1的电容值，m为发射线圈和接收线圈的互感系数，l1为谐振补偿电感l1的电感值，r
l
为外接负载的阻值，ω为角频率；
[0053]
发射端谐振网络的所有电路呈现纯阻性，谐振补偿电感l1的电感值l1满足：
[0054][0055]
发射端谐振网络的输出功率p
out
为：
[0056][0057]
其中，u
in
为直流电源的电压值；
[0058]
确定最优的谐振补偿电感l1的电感值l1和第一谐振补偿电容c1的电容值c1的具体方法为：
[0059]
设定发射线圈和接收线圈的互感系数m的取值范围；
[0060]
将发射线圈和接收线圈对准时的互感系数记为m1，最优的谐振补偿电感l1的电感值l1为
[0061]
当发射端谐振网络的输出功率p
out
最大时，互感系数记为m2，满足
[0062]
当输出功率p
out
最大时的互感系数m2等于互感系数m取值范围的中值时，获取此时的第一谐振补偿电容c1的电容值c1作为电容初始值，并在此基础上设定预设步长计算每个电容值对应的输出功率波动，将输出功率波动最小时的电容值作为最优的第一谐振补偿电容c1的电容值c1。
[0063]
本发明还提供一种高效抗偏移磁谐振式无线电能传输系统控制方法，基于上述的高效抗偏移的磁谐振式无线电能传输系统，包括以下步骤：
[0064]
s1：初始化所述系统；
[0065]
s2：第一dsp控制电路控制pwm驱动电路循环产生pwm方波信号控制高频全桥逆变电路将直流电源输入的直流电逆变为特定频率的交流电；
[0066]
s3：当耦合系数k变化时，采样电路将采集到的数据输入计算电路，计算电路计算接收端的最优等效负载阻抗大小r
lopt
并判断是否满足预设条件若满足，则第
二dsp控制电路进一步计算第五功率开关管q5和第六功率开关管q6的关断角β；否则，重复步骤s3；
[0067]
s4：第二dsp控制电路根据第五功率开关管q5和第六功率开关管q6的关断角β控制同相控制电路和驱动电路产生信号控制可控整流电路调整接收端的阻抗，完成磁谐振式无线电能传输系统的高效抗偏移操作。
[0068]
与现有技术相比，本发明技术方案的有益效果是：
[0069]
本发明提供一种高效抗偏移磁谐振式无线电能传输系统及其控制方法，该系统包括发射端和接收端；发射端包括直流电源、高频全桥逆变电路、发射端控制电路和发射端谐振网络；所述直流电源与高频全桥逆变电路的一端并联连接，所述高频全桥逆变电路的另一端与发射端谐振网络连接；发射端控制电路用于控制高频全桥逆变电路将直流电源输入的直流电逆变为特定频率的交流电；所述接收端包括接收端谐振网络、可控整流电路和接收端阻抗匹配控制电路；所述接收端谐振网络中的接收线圈与发射端谐振网络中的发射线圈互感耦合，接收端谐振网络与可控整流电路的一端连接，可控整流电路的另一端与外接负载连接；所述接收端阻抗匹配控制电路用于实时采集接收端谐振网络和可控整流电路的输出，并计算调整参数，根据所述调整参数对可控整流电路进行调整；
[0070]
本发明在不改变电路拓扑的情况下，能够降低系统输出功率对耦合系数敏感度，从而更加方便有效地提高系统在实际应用中的抗偏移能力；同时，本发明增加了有源阻抗匹配技术，通过计算系统最优的交流负载值，结合对输出电压电流的采样，调节系统接收端的阻抗，以此提高充电过程中的整体效率；本发明能够兼顾系统的抗偏移特性和整体传输效率，具有更高的使用价值。
附图说明
[0071]
图1为实施例1所提供的一种高效抗偏移磁谐振式无线电能传输系统结构图。
[0072]
图2为实施例2所提供的一种高效抗偏移磁谐振式无线电能传输系统结构图。
[0073]
图3为实施例2所提供的可控整流电路的关键波形。
[0074]
图4为实施例2所提供的系统阻抗匹配控制策略框图。
[0075]
图5为实施例2所提供的发射线圈和接收线圈构成的耦合线圈示意图。
[0076]
图6为实施例2所提供的输出功率p
out
随耦合系数k的变化示意图。
[0077]
图7为实施例2所提供的确定输出功率p
out
的波动范围示意图。
[0078]
图8为实施例2所提供的输出功率p
out
最大时的互感系数m2与第一谐振补偿电容c1的电容值c1的函数关系图。
[0079]
图9为实施例2所提供的不同耦合系数下输出功率随外接负载的变化图。
[0080]
图10为实施例2所提供的加入阻抗匹配控制前后的系统效率对比图。
具体实施方式
[0081]
附图仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；
[0082]
为了更好说明本实施例，附图某些部件会有省略、放大或缩小，并不代表实际产品的尺寸；
[0083]
对于本领域技术人员来说，附图中某些公知结构及其说明可能省略是可以理解
的。
[0084]
下面结合附图和实施例对本发明的技术方案做进一步的说明。
[0085]
实施例1
[0086]
如图1所示，本实施例提供一种高效抗偏移磁谐振式无线电能传输系统，包括：发射端和接收端；
[0087]
所述发射端包括直流电源、高频全桥逆变电路、发射端控制电路和发射端谐振网络；
[0088]
所述直流电源与高频全桥逆变电路的一端并联连接，所述高频全桥逆变电路的另一端与发射端谐振网络连接；
[0089]
发射端控制电路用于控制高频全桥逆变电路将直流电源输入的直流电逆变为特定频率的交流电；
[0090]
所述接收端包括接收端谐振网络、可控整流电路和接收端阻抗匹配控制电路；
[0091]
所述接收端谐振网络中的接收线圈与发射端谐振网络中的发射线圈互感耦合，接收端谐振网络与可控整流电路的一端连接，可控整流电路的另一端与外接负载连接；
[0092]
所述接收端阻抗匹配控制电路用于实时采集接收端谐振网络和可控整流电路的输出，并计算调整参数，根据所述调整参数对可控整流电路进行调整。
[0093]
在具体实施过程中，首先上电开机，发射端控制电路控制高频全桥逆变电路将直流电源输入的直流电逆变为特定频率的交流电，之后输送到发射端谐振网络；
[0094]
发射端谐振网络中的发射线圈通过互感将交流电耦合至接收端谐振网络中，之后接收线圈中的交流电传输至可控整流电路，最后输送至外接负载；
[0095]
当系统的耦合系数变化时，接收端阻抗匹配控制电路实时计算接收端的最优等效负载阻抗大小，并控制可控整流电路调整接收端的阻抗，完成磁谐振式无线电能传输系统的高效抗偏移操作；
[0096]
本实施例中的系统高效抗偏移的原理为：当系统的耦合系数k或者外接负载r
l
发生改变时，因为接收端谐振网络完全谐振，因此通过改变发射端谐振网络的补偿方式，能够降低整体电路对反射阻抗的敏感度，从而实现抗偏移且抗负载变化的效果；
[0097]
当耦合系数k发生变化时，发射线圈与接收线圈之间的互感系数也会随之变化，系统相应的最优负载点也会发生变化，另外外接负载的阻值也是不断变化的，若不对接收端进行阻抗匹配，系统的电能传输效率将因此降低；通过合理的参数设计结合所选拓扑谐振网络特性，可以减轻输出功率对负载变化的敏感度，即使外接负载的阻值生变化，系统依然能具有一定的抗偏移能力；
[0098]
在本实施例中，加入可控整流电路的目的就是进行阻抗匹配，对接收端谐振电流进行采样，可以实时识别出系统此时的互感系数，并通过改变可控整流电路中开关管的开关序列，将系统的等效负载阻抗调制最优负载点，即使耦合系数发生变化，系统也能保持高效的电能传输；
[0099]
本发明增加了有源阻抗匹配技术，通过计算系统最优的交流负载值，结合对输出电压电流的采样，调节系统接收端的阻抗，以此提高充电过程中的整体效率；本发明能够兼顾系统的抗偏移特性和整体传输效率，具有更高的使用价值。
[0100]
实施例2
[0101]
如图2所示，本发明提供一种高效抗偏移磁谐振式无线电能传输系统，包括：发射端和接收端；
[0102]
所述发射端包括直流电源、高频全桥逆变电路、发射端控制电路和发射端谐振网络；
[0103]
所述直流电源与高频全桥逆变电路的一端并联连接，所述高频全桥逆变电路的另一端与发射端谐振网络连接；
[0104]
发射端控制电路用于控制高频全桥逆变电路将直流电源输入的直流电逆变为特定频率的交流电；
[0105]
所述接收端包括接收端谐振网络、可控整流电路和接收端阻抗匹配控制电路；
[0106]
所述接收端谐振网络中的接收线圈与发射端谐振网络中的发射线圈互感耦合，接收端谐振网络与可控整流电路的一端连接，可控整流电路的另一端与外接负载连接；
[0107]
所述接收端阻抗匹配控制电路用于实时采集接收端谐振网络和可控整流电路的输出，并计算调整参数，根据所述调整参数对可控整流电路进行调整；
[0108]
所述高频全桥逆变电路包括第一功率开关管q1、第二功率开关管q2、第三功率开关管q3和第四功率开关管q4和第一滤波电容c
in
；
[0109]
所述第一功率开关管q1、第二功率开关管q2、第三功率开关管q3和第四功率开关管q4均为同型号的n沟道增强型mos管；
[0110]
所述第一滤波电容c
in
的正负极并联在直流电源的正极和负极之间；
[0111]
所述第一功率开关管q1的漏极与直流电源的正极连接，第一功率开关管q1的源极与第二功率开关管q2的漏极连接，第二功率开关管q2的源极与直流电源的负极连接；
[0112]
所述第三功率开关管q3的漏极与直流电源的正极连接，第三功率开关管q3的源极与第四功率开关管q4的漏极连接，第四功率开关管q4的源极与直流电源的负极连接；
[0113]
所述第一功率开关管q1、第二功率开关管q2、第三功率开关管q3和第四功率开关管q4的栅极均与发射端控制电路连接；
[0114]
所述第一功率开关管q1和第三功率开关管q3的源极作为高频全桥逆变电路的另一端与发射端谐振网络连接；
[0115]
所述发射端控制电路包括依次连接的第一dsp控制电路和pwm驱动电路；
[0116]
pwm驱动电路的输出端与高频全桥逆变电路连接，用于产生pwm方波信号控制高频全桥逆变电路将直流电源输入的直流电逆变为特定频率的交流电；
[0117]
所述发射端谐振网络包括谐振补偿电感l1、第一谐振补偿电容c1、发射线圈l
p
和第二谐振补偿电容c
p
；
[0118]
所述谐振补偿电感l1的一端与第一功率开关管q1的源极连接，另一端与第一谐振补偿电容c1的一端连接，第一谐振补偿电容c1的另一端与第三功率开关管q3的源极连接；
[0119]
发射线圈l
p
的第一端与第一谐振补偿电容c1的一端连接，发射线圈l
p
的第二端与第二谐振补偿电容c
p
的一端连接，第二谐振补偿电容c
p
的另一端与第一谐振补偿电容c1的另一端连接；
[0120]
所述接收端谐振网络包括接收线圈ls和第三谐振补偿电容cs；
[0121]
所述接收线圈ls的第一端与第三谐振补偿电容cs的一端连接，接收线圈ls的第二端与可控整流电路连接，第三谐振补偿电容cs的另一端与可控整流电路连接；
[0122]
所述接收端阻抗匹配控制电路对接收线圈ls第二端的输出进行实时采集；
[0123]
所述发射线圈l
p
和接收线圈ls构成平面螺旋式结构的耦合线圈，发射线圈l
p
和接收线圈ls均为参数相同的空心线圈；
[0124]
发射线圈l
p
和接收线圈ls互感耦合，发射线圈l
p
的第一端和接收线圈ls的第一端互为同名端；
[0125]
发射线圈l
p
和接收线圈ls的互感系数m为：
[0126][0127]
其中，d为发射线圈与接收线圈的垂直距离，d
avg
为耦合线圈外半径与内半径之和，μ0为真空磁导率，n为耦合线圈的绕线匝数；
[0128]
发射线圈l
p
和接收线圈ls的耦合系数k为：
[0129][0130]
其中，l
p
为发射线圈l
p
的电感值，ls为接收线圈ls的电感值；
[0131]
所述可控整流电路包括第一整流二极管d1、第二整流二极管d2、第五功率开关管q5、第六功率开关管q6和第二滤波电容co；
[0132]
所述第五功率开关管q5和第六功率开关管q6均为同型号的n沟道增强型mos管；
[0133]
所述第二滤波电容co的正负极并联在外接负载的两端，且接收端阻抗匹配控制电路对第二滤波电容co正负极两端的输出进行实时采集；
[0134]
所述第五功率开关管q5的漏极与第一整流二极管d1的正极连接，第五功率开关管q5的源极与第二滤波电容co的一端连接，第二滤波电容co的另一端与第一整流二极管d1的负极连接；
[0135]
所述第六功率开关管q6的漏极与第二整流二极管d2的正极连接，第六功率开关管q6的源极与第二滤波电容co的一端连接，第二滤波电容co的另一端与第二整流二极管d2的负极连接；
[0136]
所述第五功率开关管q5和第六功率开关管q6的栅极均与接收端阻抗匹配控制电路连接；
[0137]
所述第五功率开关管q5的漏极还与第三谐振补偿电容cs的另一端连接，第六功率开关管q6的漏极还与接收线圈ls的第二端连接；
[0138]
所述接收端阻抗匹配控制电路包括采样电路、计算电路、第二dsp控制电路、同相控制电路和驱动电路；
[0139]
所述采样电路包括输出电流采样电路、输出电压采样电路和谐振电流采样电路；谐振电流采样电路采集接收端谐振网络的电流并输入计算电路和同相控制电路；计算电路实时计算接收端的最优等效负载阻抗大小，并将计算结果输入第二dsp控制电路；
[0140]
输出电压采样电路和输出电流采样电路分别采集第二滤波电容co两端的电压和第二滤波电容co所在支路的电流，共同输入第二dsp控制电路；
[0141]
所述第二dsp控制电路依次连接同相控制电路和驱动电路，用于计算调整参数；
[0142]
驱动电路的输出端与可控整流电路连接，用于根据调整参数控制可控整流电路调整接收端的阻抗；
[0143]
发射端谐振网络的输入阻抗z
in
为：
[0144][0145]
其中，c1为第一谐振补偿电容c1的电容值，m为发射线圈和接收线圈的互感系数，l1为谐振补偿电感l1的电感值，r
l
为外接负载的阻值，ω为角频率；
[0146]
发射端谐振网络的所有电路呈现纯阻性，谐振补偿电感l1的电感值l1满足：
[0147][0148]
发射端谐振网络的输出功率p
out
为：
[0149][0150]
其中，u
in
为直流电源的电压值；
[0151]
确定最优的谐振补偿电感l1的电感值l1和第一谐振补偿电容c1的电容值c1的具体方法为：
[0152]
设定发射线圈和接收线圈的互感系数m的取值范围；
[0153]
将发射线圈和接收线圈对准时的互感系数记为m1，最优的谐振补偿电感l1的电感值l1为
[0154]
当发射端谐振网络的输出功率p
out
最大时，互感系数记为m2，满足
[0155]
当输出功率p
out
最大时的互感系数m2等于互感系数m取值范围的中值时，获取此时的第一谐振补偿电容c1的电容值c1作为电容初始值，并在此基础上设定预设步长计算每个电容值对应的输出功率波动，将输出功率波动最小时的电容值作为最优的第一谐振补偿电容c1的电容值c1。
[0156]
在具体实施过程中，首先上电开机，第一滤波电容c
in
对直流电源的直流电进行滤波处理，之后输入高频全桥逆变电路中，第一dsp控制电路控制pwm驱动电路产生pwm方波信号控制高频全桥逆变电路中的四个功率开关管，将直流电源输入的直流电逆变为特定频率的交流电，之后输送到发射端谐振网络和发射线圈；
[0157]
发射线圈通过互感将交流电耦合至接收线圈中，之后接收线圈中的交流电传输至接收端谐振网络和可控整流电路，最后输送至外接负载；
[0158]
当系统的耦合系数变化时，接收端阻抗匹配控制电路实时计算接收端的最优等效负载阻抗大小，并控制可控整流电路调整接收端的阻抗，完成磁谐振式无线电能传输系统
的高效抗偏移操作；
[0159]
如图3所示，图3为可控整流电路的关键波形，其中pwm5和pwm6分别为第五功率开关管q5和第六功率开关管q6的开关序列；is为接收线圈谐振电流，u
rec
为可控整流电路的输入电压，i
rec
为可控整流电路的输出电流；
[0160]
系统接收端的等效负载阻抗表达式为：
[0161][0162]
其中，r
l
为外接负载的阻值，β为第五功率开关管q5和第六功率开关管q6的关断角；
[0163]
通过控制模态2及模态4的时间，可以调整系统接收端的等效负载阻抗大小，使系统始终工作在最优负载点，下面对各个模态的工作状态进行具体分析：
[0164]
模态1[0，t0]：接收端谐振电流is过零后且为正向流动时，导通第五功率开关管q5和第六功率开关管q6，is流经q5后再通过q6形成回路，不经过外接负载；在此模态下，可控整流电路的输入电压波形u
rec
为零，可控整流电路的输出电流i
rec
为零，外接负载的充电能量由第二滤波电容co提供；
[0165]
模态2[t0，t1]：接收端谐振电流is仍为正向流动，截止第五功率开关管q5，导通第六功率开关管q6，is流经整流二极管d1，向第二滤波电容co和外接负载提供能量，再流经q6形成回路；该模态为整流模式，在此模态下，可控整流电路的输入电压波形u
rec
为充电电压+u
bat
，可控整流电路的输出电流i
rec
为接收端谐振电流is。
[0166]
模态3[t2，t3]：接收端谐振电流is过零后且为负向流动时，导通第五功率开关管q5和第六功率开关管q6，is流经q6后再通过q5形成回路，不经过外接负载；在此模态下，可控整流电路的输入电压波形u
rec
为零，可控整流电路的输出电流i
rec
为零，外接负载的充电能量由第二滤波电容co提供。
[0167]
模态4[t3，t4]：接收端谐振电流is仍为负向流动，导通第五功率开关管q5，截止第六功率开关管q6，is流经整流二极管d2，向第二滤波电容co和外接负载提供能量，再流经q5形成回路；该模态为整流模式，在此模态下，可控整流电路的输入电压波形u
rec
为-u
bat
，可控整流电路的输出电流i
rec
为接收端谐振电流is；
[0168]
如图4所示为系统阻抗匹配控制策略框图，谐振电流通过带通滤波处理后提取出频率与相位，进行互感识别，计算出此时系统接收端最优等效负载阻抗大小，再通过对输出电压及输出电流即可计算出可控整流电路中mos管q5和q6的关断角β，达到调整系统接收端等效负载阻值的效果，使系统始终保持高效的能量传输；
[0169]
图5为发射线圈和接收线圈构成的耦合线圈示意图，其中od为线圈外直径，id为线圈内直径，w为绕线的导体直径，n为耦合线圈的绕线匝数，由此可得，空心耦合线圈的自感量l的计算式为：
[0170][0171]
其中，d
avg
为外半径与内半径之和，μ0为真空磁导率，数值取4π
×
10-7
h/m；
[0172]
趋肤效应的存在会导致耦合线圈的单位截面有效利用面积减少，造成电阻增大，从而使内部损耗增加，趋肤效应可用趋肤深度δ来表示，耦合线圈的绕线导体直径w与趋肤深度δ的关系式如下：
[0173][0174]
其中，σ为导体电导率，f
sw
为工作频率；
[0175]
在本实施例中，为减少趋肤效应的影响，同时兼顾导线的载流能力，导线选用多根单股漆包线绞合而成的利兹线；
[0176]
假设在理想状态的环境中，即发射线圈与接收线圈之间无漏磁或仅有少许漏磁，当两个线圈同轴垂直放置，而且两线圈的参数设计和结构尺寸完全相同时，发射线圈和接收线圈之间的互感系数m表达式为：
[0177][0178]
根据互感系数m得到耦合系数k的表达式：
[0179][0180]
在本实施例中，发射端谐振网络中的谐振补偿电感l1可以有效抑制高频全桥逆变电路电压转换过程中的电流尖峰，并使电路呈现纯阻性阻抗；
[0181]
发射端谐振网络的输入阻抗z
in
为：
[0182][0183]
其中，c1为第一谐振补偿电容c1的电容值，m为发射线圈和接收线圈的互感系数，l1为谐振补偿电感l1的电感值，r
l
为外接负载的阻值，ω为角频率；
[0184]
因此，输入阻抗z
in
不再是和互感系数m的平方呈正比，相比于传统lcc-s中的输入阻抗，该阻抗表达式不再是随互感减小而单调递减的函数；
[0185]
发射端谐振网络的输出功率p
out
为：
[0186][0187]
其中，u
in
为直流电源的电压值；
[0188]
当输出功率p
out
处在极值点的位置，输出功率p
out
随耦合系数k的变化较为平缓；为了保证输出功率p
out
的波动范围较小，wpt系统中的功率波动率取决与整个耦合系数区间内输出功率最大值与最小值和额定输出功率的差值中最大的一个，因此需要选择适合的额定系数区间，使得发射线圈与接收线圈完全对准时的输出功率p
nom
与最大输出功率p
max
和最小
输出功率p
min
的差值最小，如图6所示；
[0189]
因此，为了提高系统的抗偏移特性，需要确定最优的谐振补偿电感l1的电感值l1和第一谐振补偿电容c1的电容值c1，具体方法为：
[0190]
设定发射线圈和接收线圈的互感系数m的取值范围；
[0191]
将发射线圈和接收线圈对准时的互感系数记为m1，最优的谐振补偿电感l1的电感值l1为
[0192]
当发射端谐振网络的输出功率p
out
最大时，互感系数记为m2，满足
[0193]
当输出功率p
out
最大时的互感系数m2等于互感系数m取值范围的中值时，获取此时的第一谐振补偿电容c1的电容值c1作为电容初始值，并在此基础上设定预设步长计算每个电容值对应的输出功率波动，将输出功率波动最小时的电容值作为最优的第一谐振补偿电容c1的电容值c1；
[0194]
在本实施例中，本系统的功率为110w，直流电源的电压值u
in
＝60v，工作频率f＝200khz，外接负载r
l
＝8.5ω，发射线圈l
p
＝50.4uh，接收线圈ls＝20.2uh，耦合系数k的取值范围为0.2～0.3，即互感系数m的取值范围为6.5～9.76uh，线圈处在最佳工作状态(k＝0.30)的互感m1＝9.76uh，互感系数m取值范围的中值mz为8.1uh，输出功率p
out
最大时的互感系数m2与第一谐振补偿电容c1的电容值c1的函数关系如图7所示；
[0195]
由图7可知，中值互感值mz为8.1uh，对应的电容cz的取值为31nf，将该值作为电容初始值，并在此基础上设定m＝0.1nf的步长，计算每个电容值对应的输出功率波动，将输出功率波动最小时的电容值作为最优的第一谐振补偿电容c1的电容值c1；
[0196]
如图8所示，当耦合系数k处于0.23-0.35的区间内时，输出功率的波动率为5.9％，因此，本实施例中的系统能够有效降低的输出功率的波动范围；
[0197]
如图9所示为不同耦合系数下输出功率随外接负载的变化图，可见在不同的耦合系数下，输出功率也具有一定的抗负载变化能力；
[0198]
如图10所示为加入阻抗匹配控制前后的效率对比，对比可以看出，加入有源阻抗匹配控制后，系统整体效率得到明显提高；
[0199]
本实施例中的系统在不改变电路拓扑的情况下，能够降低系统输出功率对耦合系数敏感度，从而更加方便有效地提高系统在实际应用中的抗偏移能力；同时，增加了有源阻抗匹配技术，通过计算系统最优的交流负载值，结合对输出电压电流的采样，调节系统接收端的阻抗，以此提高充电过程中的整体效率；本系统能够兼顾系统的抗偏移特性和整体传输效率，具有更高的使用价值。
[0200]
实施例3
[0201]
本实施例提供一种高效抗偏移磁谐振式无线电能传输系统控制方法，基于实施例1或2所述的高效抗偏移的磁谐振式无线电能传输系统，包括以下步骤：
[0202]
s1：初始化所述系统；
[0203]
s2：第一dsp控制电路控制pwm驱动电路循环产生pwm方波信号控制高频全桥逆变电路将直流电源输入的直流电逆变为特定频率的交流电；
[0204]
s3：当耦合系数k变化时，采样电路将采集到的数据输入计算电路，计算电路计算
接收端的最优等效负载阻抗大小r
lopt
并判断是否满足预设条件若满足，则第二dsp控制电路进一步计算第五功率开关管q5和第六功率开关管q6的关断角β；否则，重复步骤s3；
[0205]
s4：第二dsp控制电路根据第五功率开关管q5和第六功率开关管q6的关断角β控制同相控制电路和驱动电路产生信号控制可控整流电路调整接收端的阻抗，完成磁谐振式无线电能传输系统的高效抗偏移操作。
[0206]
在具体实施过程中，首先初始化所述系统，包括对中断向量表、epwm、adc等核心模块初始化；
[0207]
之后第一dsp控制电路控制pwm驱动电路循环产生pwm方波信号控制高频全桥逆变电路将直流电源输入的直流电逆变为特定频率的交流电；
[0208]
当耦合系数k变化时，采样电路将采集到的数据输入计算电路，计算电路计算接收端的最优等效负载阻抗大小r
lopt
并判断是否满足预设条件若满足，则第二dsp控制电路结合采样得到的输出电流和输出电压进一步计算第五功率开关管q5和第六功率开关管q6的关断角β；否则，重复该步骤；
[0209]
最后第二dsp控制电路根据第五功率开关管q5和第六功率开关管q6的关断角β控制同相控制电路和驱动电路产生信号控制可控整流电路调整接收端的阻抗，完成磁谐振式无线电能传输系统的高效抗偏移操作；
[0210]
本控制方法能够兼顾系统的抗偏移特性和整体传输效率，具有更高的使用价值。
[0211]
相同或相似的标号对应相同或相似的部件；
[0212]
附图中描述位置关系的用语仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；
[0213]
显然，本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明权利要求的保护范围之内。

技术特征：
1.一种高效抗偏移磁谐振式无线电能传输系统，其特征在于，包括：发射端和接收端；所述发射端包括直流电源、高频全桥逆变电路、发射端控制电路和发射端谐振网络；所述直流电源与高频全桥逆变电路的一端并联连接，所述高频全桥逆变电路的另一端与发射端谐振网络连接；发射端控制电路用于控制高频全桥逆变电路将直流电源输入的直流电逆变为特定频率的交流电；所述接收端包括接收端谐振网络、可控整流电路和接收端阻抗匹配控制电路；所述接收端谐振网络中的接收线圈与发射端谐振网络中的发射线圈互感耦合，接收端谐振网络与可控整流电路的一端连接，可控整流电路的另一端与外接负载连接；所述接收端阻抗匹配控制电路用于实时采集接收端谐振网络和可控整流电路的输出，并计算调整参数，根据所述调整参数对可控整流电路进行调整。2.根据权利要求1所述的一种高效抗偏移磁谐振式无线电能传输系统，其特征在于，所述高频全桥逆变电路包括第一功率开关管q1、第二功率开关管q2、第三功率开关管q3和第四功率开关管q4和第一滤波电容c
in
；所述第一功率开关管q1、第二功率开关管q2、第三功率开关管q3和第四功率开关管q4均为同型号的n沟道增强型mos管；所述第一滤波电容c
in
的正负极并联在直流电源的正极和负极之间；所述第一功率开关管q1的漏极与直流电源的正极连接，第一功率开关管q1的源极与第二功率开关管q2的漏极连接，第二功率开关管q2的源极与直流电源的负极连接；所述第三功率开关管q3的漏极与直流电源的正极连接，第三功率开关管q3的源极与第四功率开关管q4的漏极连接，第四功率开关管q4的源极与直流电源的负极连接；所述第一功率开关管q1、第二功率开关管q2、第三功率开关管q3和第四功率开关管q4的栅极均与发射端控制电路连接；所述第一功率开关管q1和第三功率开关管q3的源极作为高频全桥逆变电路的另一端与发射端谐振网络连接。3.根据权利要求2所述的一种高效抗偏移磁谐振式无线电能传输系统，其特征在于，所述发射端控制电路包括依次连接的第一dsp控制电路和pwm驱动电路；pwm驱动电路的输出端与高频全桥逆变电路连接，用于产生pwm方波信号控制高频全桥逆变电路将直流电源输入的直流电逆变为特定频率的交流电。4.根据权利要求1或3所述的一种高效抗偏移磁谐振式无线电能传输系统，其特征在于，所述发射端谐振网络包括谐振补偿电感l1、第一谐振补偿电容c1、发射线圈l
p
和第二谐振补偿电容c
p
；所述谐振补偿电感l1的一端与第一功率开关管q1的源极连接，另一端与第一谐振补偿电容c1的一端连接，第一谐振补偿电容c1的另一端与第三功率开关管q3的源极连接；发射线圈l
p
的第一端与第一谐振补偿电容c1的一端连接，发射线圈l
p
的第二端与第二谐振补偿电容c
p
的一端连接，第二谐振补偿电容c
p
的另一端与第一谐振补偿电容c1的另一端连接。5.根据权利要求4所述的一种高效抗偏移磁谐振式无线电能传输系统，其特征在于，所述接收端谐振网络包括接收线圈l
s
和第三谐振补偿电容c
s
；
所述接收线圈l
s
的第一端与第三谐振补偿电容c
s
的一端连接，接收线圈l
s
的第二端与可控整流电路连接，第三谐振补偿电容c
s
的另一端与可控整流电路连接；所述接收端阻抗匹配控制电路对接收线圈l
s
第二端的输出进行实时采集。6.根据权利要求5所述的一种高效抗偏移磁谐振式无线电能传输系统，其特征在于，所述发射线圈l
p
和接收线圈l
s
构成平面螺旋式结构的耦合线圈，发射线圈l
p
和接收线圈l
s
均为参数相同的空心线圈；发射线圈l
p
和接收线圈l
s
互感耦合，发射线圈l
p
的第一端和接收线圈l
s
的第一端互为同名端；发射线圈l
p
和接收线圈l
s
的互感系数m为：其中，d为发射线圈与接收线圈的垂直距离，d
avg
为耦合线圈外半径与内半径之和，μ0为真空磁导率，n为耦合线圈的绕线匝数；发射线圈l
p
和接收线圈l
s
的耦合系数k为：其中，l
p
为发射线圈l
p
的电感值，l
s
为接收线圈l
s
的电感值。7.根据权利要求6所述的一种高效抗偏移磁谐振式无线电能传输系统，其特征在于，所述可控整流电路包括第一整流二极管d1、第二整流二极管d2、第五功率开关管q5、第六功率开关管q6和第二滤波电容c
o
；所述第五功率开关管q5和第六功率开关管q6均为同型号的n沟道增强型mos管；所述第二滤波电容c
o
的正负极并联在外接负载的两端，且接收端阻抗匹配控制电路对第二滤波电容c
o
正负极两端的输出进行实时采集；所述第五功率开关管q5的漏极与第一整流二极管d1的正极连接，第五功率开关管q5的源极与第二滤波电容c
o
的一端连接，第二滤波电容c
o
的另一端与第一整流二极管d1的负极连接；所述第六功率开关管q6的漏极与第二整流二极管d2的正极连接，第六功率开关管q6的源极与第二滤波电容c
o
的一端连接，第二滤波电容c
o
的另一端与第二整流二极管d2的负极连接；所述第五功率开关管q5和第六功率开关管q6的栅极均与接收端阻抗匹配控制电路连接；所述第五功率开关管q5的漏极还与第三谐振补偿电容c
s
的另一端连接，第六功率开关管q6的漏极还与接收线圈l
s
的第二端连接。8.根据权利要求7所述的一种高效抗偏移磁谐振式无线电能传输系统，其特征在于，所述接收端阻抗匹配控制电路包括采样电路、计算电路、第二dsp控制电路、同相控制电路和驱动电路；所述采样电路包括输出电流采样电路、输出电压采样电路和谐振电流采样电路；谐振
电流采样电路采集接收端谐振网络的电流并输入计算电路和同相控制电路；计算电路实时计算接收端的最优等效负载阻抗大小，并将计算结果输入第二dsp控制电路；输出电压采样电路和输出电流采样电路分别采集第二滤波电容c
o
两端的电压和第二滤波电容c
o
所在支路的电流，共同输入第二dsp控制电路；所述第二dsp控制电路依次连接同相控制电路和驱动电路，用于计算调整参数；驱动电路的输出端与可控整流电路连接，用于根据调整参数控制可控整流电路调整接收端的阻抗。9.根据权利要求8所述的一种高效抗偏移磁谐振式无线电能传输系统，其特征在于，发射端谐振网络的输入阻抗z
in
为：其中，c1为第一谐振补偿电容c1的电容值，m为发射线圈和接收线圈的互感系数，l1为谐振补偿电感l1的电感值，r
l
为外接负载的阻值，ω为角频率；发射端谐振网络的所有电路呈现纯阻性，谐振补偿电感l1的电感值l1满足：发射端谐振网络的输出功率p
out
为：其中，u
in
为直流电源的电压值；确定最优的谐振补偿电感l1的电感值l1和第一谐振补偿电容c1的电容值c1的具体方法为：设定发射线圈和接收线圈的互感系数m的取值范围；将发射线圈和接收线圈对准时的互感系数记为m1，最优的谐振补偿电感l1的电感值l1为当发射端谐振网络的输出功率p
out
最大时，互感系数记为m2，满足当输出功率p
out
最大时的互感系数m2等于互感系数m取值范围的中值时，获取此时的第一谐振补偿电容c1的电容值c1作为电容初始值，并在此基础上设定预设步长计算每个电容值对应的输出功率波动，将输出功率波动最小时的电容值作为最优的第一谐振补偿电容c1的电容值c1。10.一种高效抗偏移磁谐振式无线电能传输系统控制方法，基于权利要求1～9任意一条中的高效抗偏移的磁谐振式无线电能传输系统，其特征在于，包括以下步骤：
s1：初始化所述系统；s2：第一dsp控制电路控制pwm驱动电路循环产生pwm方波信号控制高频全桥逆变电路将直流电源输入的直流电逆变为特定频率的交流电；s3：当耦合系数k变化时，采样电路将采集到的数据输入计算电路，计算电路计算接收端的最优等效负载阻抗大小r
lopt
并判断是否满足预设条件若满足，则第二dsp控制电路进一步计算第五功率开关管q5和第六功率开关管q6的关断角β；否则，重复步骤s3；s4：第二dsp控制电路根据第五功率开关管q5和第六功率开关管q6的关断角β控制同相控制电路和驱动电路产生信号控制可控整流电路调整接收端的阻抗，完成磁谐振式无线电能传输系统的高效抗偏移操作。

技术总结
本发明提供一种高效抗偏移磁谐振式无线电能传输系统及其控制方法，该系统包括发射端和接收端；发射端包括直流电源、高频全桥逆变电路、发射端控制电路和发射端谐振网络；接收端包括接收端谐振网络、可控整流电路和接收端阻抗匹配控制电路；本发明在不改变电路拓扑的情况下，能够降低系统输出功率对耦合系数敏感度，从而更加方便有效地提高系统在实际应用中的抗偏移能力；同时，本发明增加了有源阻抗匹配技术，通过计算系统最优的交流负载值，结合对输出电压电流的采样，调节系统接收端的阻抗，以此提高充电过程中的整体效率。以此提高充电过程中的整体效率。以此提高充电过程中的整体效率。


技术研发人员：李志忠 黄钦鸿 陈卓楠 林菲燕
受保护的技术使用者：广东工业大学
技术研发日：2023.03.13
技术公布日：2023/7/25