一种任意过采样倍率下的全数字单载波符号定时同步方法

1.本发明涉及一种用于单载波信号的全数字符号定时同步方法，特别涉及一种任意过采样倍率下的全数字单载波符号定时同步方法，属于通信信号处理领域。


背景技术：

2.单载波通信是通信系统中最重要的一种传输模式，mpsk、mapsk、qam等信号被广泛应用于单载波系统中。在高速率大带宽应用场景下，由于其较简便的映射/解映射方法、较好的功率效率，以及单载波系统对载波频偏及相位噪声较强的适应能力，mpsk、mapsk及qam等调制方式在宽带单载波系统中被广泛应用。
3.不同于相对应的正交频分复用(ofdm)系统，单载波系统虽然对载波频偏以及相位噪声容忍能力更强，但其对符号定时同步的精度要求也远大于ofdm系统，尤其在高阶调制如16/64qam等情况下，微小的符号定时偏差会带来极大的误码率恶化。此外，在大带宽场景下，由于现有的模数转换(a/d)及数模转换(d/a)器件的性能限制，在高达若干ghz甚至数十ghz的宽带信号，只能采用零中频的接收机架构，以便较低的过采样率也能够完整采集模拟信号，但对应的就是其过采样率不能保证为符号速率的整数倍关系，使得许多经典的符号定时同步方法失效。
4.常用的性能较好的单载波符号定时偏差估计方法主要有godard算法、gardner算法、o&m算法等，对应的补偿方法有基于拉格朗日内插的farrow内插法、三角内插法以及频域补偿后转换为时域抽取的方法。这些补偿方法都要求工作在2倍及以上过采样率下，因此在零中频架构下的低过采样系统中无法正常运行。


技术实现要素：

5.针对现有单载波系统中过采样率适用范围有限的问题，本发明的主要目的提供一种任意过采样倍率下的全数字单载波符号定时同步方法，利用离散傅里叶变换dft将信号转换至频域，在频域进行符号定时偏差估计并利用频域相位特性进行补偿，再利用dft的长度任意性以及频域预混叠方法，实现频域上的抽取过程，最后通过离散傅里叶反变换idft将频域信号转换至时域，完成符号定时同步。本发明能够避免传统方法复杂的内插处理，并能够适应任意有理数倍过采样关系，在低过采样率下尤其适用。全数字架构便于fpga实现，能够完全与前端射频模块解耦，并适应任意形式任意过采样倍率的接收机架构，能够扩大单载波系统的适用范围。
6.本发明的目的是通过下述技术方案实现的：
7.本发明公开的一种任意过采样倍率下的全数字单载波符号定时同步方法，针对接收到的信号采样点，将其进行dft变换至频域，通过频域逐点相乘对信号进行匹配滤波处理；在匹配滤波之后，运用godard方法对信号的符号定时偏差进行估计；估计结果经过环路滤波器后驱动一个数控振荡器(nco)；通过nco的相位累积、溢出确定采样点的滑动以及定时偏差的频域补偿，根据过采样率计算出频域混叠区域及idft的长度，并通过idft将信号
采样点转化至时域，得到恢复后的符号。由于dft和idft的长度是任意设置的，因此能够适应任意倍的过采样率。所有运算都在数字信号域进行，故能够实现任意过采样倍率下的全数字单载波符号定时同步，扩大单载波系统的适用范围。
8.本发明公开的一种任意过采样倍率下的全数字单载波符号定时同步方法，包括如下步骤：
9.步骤1：通过模数转换器(adc)对接收信号进行采样，并正交变频至零频，得到正交零频信号。adc的过采样率为n/m倍符号速率，其中n＞m。将数据存入存储器中，后续存储器中的数据将根据输出偏控制信号进行采样数据的选择批量输出。
10.步骤2：对接收信号进行dft变换，变换长度为n的整数倍，即n
×
l，l为正整数，得到对应的频域信号，则步骤1中的存储器输出数据长度为n
×
l。
11.进行n
×
l点dft变换后得到的频域信号为x(k)，k＝0,1,
…
,nl-1，发射端成形滤波的滚降因子为α，则有效信号为
[0012][0013]
在频域对有效信号进行匹配滤波处理，匹配滤波在时域上为卷积形式，在频域则为逐点相乘形式。匹配滤波的频域表达为g(k)，与xs(k)的逐点相乘后得到滤波后的频域信号
[0014]
y(k)＝xs(k)g(k)
[0015]
其中k＝0,1,
…
,nl-1。
[0016]
步骤3：对步骤2中经过匹配滤波后的频域信号y(k)进行定时偏差补偿，待补偿的定时偏差为
[0017]
采用频域逐点相乘的方法，经过修正后的频域信号为
[0018][0019]
步骤4：对步骤3中经过定时偏差校正后的频域信号进行定时偏差估计。
[0020]
步骤4.1：首先对进行循环移位，得到
[0021][0022]
这里||
·
||
nl
表示nl点的循环移位。
[0023]
步骤4.2：对与的共轭进行逐点相乘，得到
[0024][0025]
这里z(k)的所有分量都包含了定时同步偏差值。
[0026]
步骤4.3：为获得最大信噪比，对z(k)的所有分量求和并取相位，得到符号定时偏差估计
[0027]
[0028]
式中为求复数相位，得到的取值范围为[-π，π)。
[0029]
步骤4.4：为了后续处理方便，对进行归一化处理，得到
[0030][0031]
这里的取值范围为[-0.5,0.5)，表示符号定时偏差估计值对于一个符号持续时间的相对值。
[0032]
步骤5：将步骤4得到的归一化符号定时偏差送入二阶环路滤波器，通过环路滤波器能够减轻符号定时偏差估计中噪声的影响。
[0033]
步骤6：环路输出结果驱动nco，并判断nco是否存在正向溢出、负向溢出或无溢出，并根据溢出与否以及溢出方向确定前端存储器输出数据的偏移。同时nco的残余量将作为定时同步偏差补偿量。
[0034]
步骤6.1：环路滤波结果为则nco的累积值为
[0035][0036]
步骤6.2：在完成一次累积后，对当前nco值进行判断，其门限为
[0037][0038]
步骤6.3：存储器偏移控制索引量o(i)，满足
[0039][0040]
o(i)的取值决定下一次从存储器取数时，对应的数据块是额外超前1个采样点即o(i)＝-1或额外滞后1个采样点即o(i)＝1)还是不进行额外的偏移处理即o(i)＝0。
[0041]
步骤6.4：计算完o(i)后，对nco进行溢出更新：
[0042][0043]
则得到溢出更新后的nco(i)，将作为在步骤3中进行补偿。
[0044]
步骤7：将步骤3中的信号进行频域混叠处理。的长度为nl，经过混叠后的信号s(n)长度为ml。混叠过程满足
[0045][0046]
步骤8：对s(n)进行长度为ml的idft：
[0047]
s(n)＝idft(s(n))
ml
[0048]
s(n)为最终恢复的符号。
[0049]
步骤9：回到步骤1，根据步骤6中得到的o(i)后，对第i+1次存储器输出数据位置进行控制，循环迭代，能够持续得到恢复的符号。由于过程中的n、m能够任意选择，因此上述步骤能够适应任意过采样倍率下的信号，扩大单载波系统的适用范围。
[0050]
有益效果：
[0051]
1、本发明公开的一种任意过采样倍率下的全数字单载波符号定时同步方法，对输入信号进行dft变换至频域，在频域完成匹配滤波、定时偏差补偿、定时偏差估计以及频域混叠抽取，并通过idft将频域信号转换至时域，完成频域定时同步。在处理的过程中，通过nco的累加溢出值精准控制前端存储器缓存数据的读写偏移，实现对存在采样时钟偏差信号的精准跟踪。
[0052]
2、本发明公开的一种任意过采样倍率下的全数字单载波符号定时同步方法，利用godard方法在频域能够以任意倍过采样率进行符号定时偏差估计，极大提高符号同步的适应性，扩大单载波系统的适用范围。
[0053]
3、本发明公开的一种任意过采样倍率下的全数字单载波符号定时同步方法，在存储器输出进行dft和idft处理过程中，本质上属于并行信号处理，能够任意扩大并行度。在逻辑器件处理时钟受限且符号速率过大时，依然能够正常工作，实现超高速下的符号同步。
[0054]
4、本发明公开的一种任意过采样倍率下的全数字单载波符号定时同步方法，通过配置不同长度的dft与idft，结合频域混叠过程，能够代替传统时域方法中的抽取过程。尤其是在非整数倍过采样下，传统时域抽取需要面临多相滤波的过程，本方法则不受影响。
[0055]
5、本发明公开的一种任意过采样倍率下的全数字单载波符号定时同步方法，由于全部处理均在频域进行，在高速通信中大量采用的频域均衡能够直接在本方法中应用，无需额外的dft与idft处理，从系统整体上能够极大减少资源消耗。
附图说明
[0056]
图1是本实施例公开的一种任意过采样倍率下的全数字单载波符号定时同步方法的结构框图；
[0057]
图2是本发明实施例公开的在1.25倍过采样率256qam调制方式，滚降因子0.125，信噪比eb/n0为31db，采样时钟偏差为1
×
10-4
时接收到的信号功率谱；
[0058]
图3是本发明实施例公开的环路滤波器结构；
[0059]
图4本发明实施例公开的在1.25倍过采样率256qam调制方式，滚降因子0.125，信噪比eb/n0为31db，采样时钟偏差为1
×
10-4
时，符号同步前后的星座图，
[0060]
其中图(a)为同步前的星座图，图(b)为同步后的星座图；
[0061]
图5本发明实施例公开的在1.25倍过采样率256qam调制方式，滚降因子0.125，采样时钟偏差为1
×
10-4
，不同eb/n0下的误码率，并于理论值进行对比。
[0062]
图6是本发明公开的一种任意过采样倍率下的全数字单载波符号定时同步方法的流程示意图。
具体实施方式
[0063]
下面将结合附图和实施例对本发明加以详细说明。同时也叙述了本发明技术方案解决的技术问题及有益效果，需要指出的是，所描述的实施例仅旨在便于对本发明的理解，而对其不起任何限定作用。
[0064]
本实施例公开的一种任意过采样倍率下的全数字单载波符号定时同步方法，基于本实施例公开的一种任意过采样倍率下的全数字单载波符号定时同步方法的结构实现，其结构框图如图1所示，包括ram缓存模块、nl点dft模块、匹配滤波模块、符号定时偏差补偿模块、符号定时偏差估计模块、环路滤波器、nco、ram偏移控制模块、频域混叠模块以及ml点idft模块。在adc进行零中频采样后，得到了过采样信号，adc采样信号送入ram缓存模块中，对数据进行缓存；ram缓存模块检查内部已缓存数据，当满足一个dft处理长度时，将数据输出至dft模块；dft模块对接收的时域信号进行离散傅里叶变换，得到同样数量的频域信号，送至匹配滤波模块；匹配滤波模块根据对应的匹配滤波系数，对频域信号进行乘法运算，得到滤波后的信号，并送至符号定时偏差补偿模块；符号定时偏差补偿模块接收来自nco模块输出的定时偏差并对频域信号进行频域补偿，并将信号输出至符号定时偏差估计模块和频域混叠模块；符号定时偏差估计模块对经过校正后的频域信号进行定时偏差估计，将估计结果送至环路滤波器；环路滤波器对估计结果进行二阶jaffe滤波，并将滤波结果送至nco模块；nco接收环路滤波器的滤波结果，进行nco累加，并判断累加后的溢出情况，将正向溢出/反向溢出/无溢出结果送至ram偏移控制模块，同时将累加溢出后的残余值作为定时偏差校正输入送至符号定时偏差补偿模块；ram偏移控制模块接收nco溢出结果，并根据结果对ram缓存模块的输出地址进行偏移控制，完成整个处理环路的闭环；符号定时偏差补偿模块输出的频域信号同时输出至了频域混叠模块，该模块根据过采样倍率关系以及调制信号的滚降因子，对频域信号进行混叠抽取，等效进行频域抽取，并将抽取后较短的频域数据送至idft模块；idft模块对来自频域混叠模块的频域信号进行idft变换，最终得到恢复后的时域符号，完成整个处理过程。
[0065]
本实施中，以256qam调制方式，过采样率为1.25(即5/4)，滚降因子为0.125，接收信号的采样时钟偏差为1
×
10-4
，其频谱如图2所示。根据过采样倍数1.2，确定dft单次处理点数为160点，对应的idft处理点数为128点，在明确处理点数后，具体的步骤如下。
[0066]
s1：缓存ram模块对数据进行缓存，记录初始读地址addr_rd，数据进入时逐个更新写地址addr_wr，由ram偏移控制模块输入的偏移信号为offset_index(取值范围为0及
±
1)，当缓存足够一次dft处理的数据(160个采样点，此时对应addr_wr＝addr_rd+160+offset_index)，将160个采样数据读出，对应地址为addr_rd+offset_index+1至addr_rd+offset_index+160。记录当前读地址并更新addr_rd，以便下一次向后输出数据。
[0067]
s2：dft模块接收来自缓存ram模块的160个采样点x0～x
159
，并对其进行160点dft运算，得到160个的频域采样点x0～x
159
，送往匹配滤波模块。
[0068]
s3：匹配滤波模块接收160个频域采样点，并进行等效81阶的匹配滤波。对81个滤波器时域冲击响应进行尾部补零至160长度得到
[0069]gextend
＝{g0,g1,
…
,g
80
,0,0,
…
,0}1×
160
[0070]
再对补零后的时域冲击响应g
extend
进行160点dft运算，得到160点的频域响应g0～g
159
，并将该值存入本地rom，与接收到的频域采样点x0～x
159
进行逐点相乘运算
[0071]yn
＝x
ngn
,n＝0,1,
…
,159
[0072]
得到y0～y
159
。
[0073]
s4：符号定时偏差补偿模块对接收到的频域滤波结果y0～y
159
进行定时偏差补偿处理。
[0074]
s4.1：对y0～y
159
进行128点循环移位，得到移位序列y
′0～y
′
159
满足
[0075]
{y
′0,y
′1,
…
,y
′
159
}＝{y
128
,y
129
,
…
,y
159
，y0，y1，
…
，y
127
}
[0076]
s4.2：对y0～y
159
和y
′0～y
′
159
进行共轭乘法，其结果为z0～z
159
满足
[0077]zn
＝yn(y
′n)
*
,n＝0,1,
…
,159
[0078]
s4.3：对z0～z
159
进行求和并取归一化相位，得到归一化定时偏差ε
[0079][0080]
s5：将估计得到的定时偏差ε送至环路滤波器，环路滤波器采用jaffe二阶环路，其结构见图3。其中ωn为特征频率，其值为1.8868
×bl
，b
l
为环路带宽，在这里设置为0.1；k为环路增益，在这里设置为0.3。
[0081]
s6：环路滤波器的输出送至nco模块，这里nco的溢出门限为0.2(1-1/1.25＝0.2)。例如nco原有残留值为0.15，接收到滤波后的定时偏差值为0.08，累积后的nco为0.23，发生了正向溢出，向ram控制偏移模块输出正向溢出标识信号。nco同时也进行溢出取模运算，最终的nco值为0.03(0.23-0.2＝0.03)，将作为下一次定时偏差补偿的补偿值τ。ram控制偏移模块在接收到了正向溢出标识信号后，将对ram缓存模块中的offset_index信号置1，以指示下一次迭代时ram数据的输出偏移。
[0082]
s7：s3中的补偿后频域数据y0～y
159
在频域混叠模块中进行频域混叠抽取处理，得到128(160/1.25＝128)个频域符号s0～s
127
，在滚降因子α为0.125，有效信号频域点数为128的情况下，滚降带频域点数为16(128
×
0.125＝16)，则混叠方式如下：
[0083]
(1)s0～s
55
无混叠，与y0～y
55
相等；
[0084]
(2)s
56
～s
63
存在混叠，其值等于y
56
～y
63
与y
80
～y
87
的逐点求和；
[0085]
(3)s
64
～s
71
存在混叠，其值等于y
96
～y
103
与y
64
～y
71
的逐点求和；
[0086]
(4)s
72
～s
127
无混叠，与y
104
～y
159
相等。
[0087]
s8：对经过频域混叠频域符号s0～s
127
进行128点idft运算，得到最终恢复出来的时域符号s0～s
127
。
[0088]
s9：重复s1步骤，循环迭代，等到环路逐渐收敛后，完成整个符号同步过程。
[0089]
上述过程的仿真结果见图4和图5。在极低非整数倍过采样率(1.25倍过采样)及较大的采样时时钟偏差(1
×
10-4
)条件下，从图4结果来看，定时同步能够完美将信号恢复，256qam星座点清晰可见；在图5中，与256qam理论误码曲线对比，在不同的eb/n0条件下定时同步结果与均与理论值接近。图4、图5结果说明了所提出方法能够适应非整数低过采样率及不同信噪比条件，并保证性能损失极低，能够扩大单载波系统的适用范围。
[0090]
以上所述的具体描述，对发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明
的保护范围之内。

技术特征：
1.一种任意过采样倍率下的全数字单载波符号定时同步方法，其特征在于：包括如下步骤，步骤1：通过模数转换器(adc)对接收信号进行采样，并正交变频至零频，得到正交零频信号；adc的过采样率为n/m倍符号速率，其中n＞m；将数据存入存储器中，后续存储器的数据将根据输出偏控制信号进行采样数据的选择批量输出；步骤2：对接收信号进行dft变换，变换长度为n的整数倍，即n
×
l，l为正整数，得到对应的频域信号，则步骤1中的存储器输出数据长度为n
×
l，在频域进行匹配滤波；步骤3：对步骤2中经过匹配滤波后的频域信号y(k)进行定时偏差补偿，待补偿的定时偏差为采用频域逐点相乘的方法，经过修正后的频域信号为步骤4：对步骤3中经过定时偏差校正后的频域信号进行定时偏差估计；步骤5：将步骤4得到的归一化符号定时偏差送入二阶环路滤波器，通过环路滤波器能够减轻符号定时偏差估计中噪声的影响；步骤6：环路输出结果驱动nco，并判断nco是否存在正向溢出、负向溢出或无溢出，并根据溢出与否以及溢出方向确定前端存储器输出数据的偏移；同时nco的残余量将作为定时同步偏差补偿量；步骤7：将步骤3中的信号进行频域混叠处理；的长度为nl，经过混叠后的信号s(n)长度为ml；混叠过程满足步骤8：对s(n)进行长度为ml的idft：s(n)＝idft(s(n))
ml
s(n)为最终恢复的符号；步骤9：回到步骤1，根据步骤6中得到的o(i)后，对第i+1次存储器输出数据位置进行控制，循环迭代，能够持续得到恢复的符号；由于过程中的n、m能够任意选择，因此上述步骤能够适应任意过采样倍率下的信号，扩大单载波系统的适用范围。2.如权利要求1所述的一种任意过采样倍率下的全数字单载波符号定时同步方法，其特征在于：步骤2的实现方法为，进行n
×
l点dft变换后得到的频域信号为x(k)，k＝0,1,,nl-1，发射端成形滤波的滚降因子为α，则有效信号为
在频域对有效信号进行匹配滤波处理，匹配滤波在时域上为卷积形式，在频域则为逐点相乘形式；匹配滤波的频域表达为g(k)，与x
s
(k)的逐点相乘后得到滤波后的频域信号y(k)＝x
s
(k)g(k)其中k＝0,1,,nl-1。3.如权利要求2所述的一种任意过采样倍率下的全数字单载波符号定时同步方法，其特征在于：步骤4的实现方法为，步骤4.1：首先对进行循环移位，得到这里||
·
||
nl
表示nl点的循环移位；步骤4.2：对与的共轭进行逐点相乘，得到这里z(k)的所有分量都包含了定时同步偏差值；步骤4.3：为获得最大信噪比，对z(k)的所有分量求和并取相位，得到符号定时偏差估计式中为求复数相位，得到的取值范围为[-π，π)；步骤4.4：为了后续处理方便，对进行归一化处理，得到这里的取值范围为[-0.5,0.5)，表示符号定时偏差估计值对于一个符号持续时间的相对值。4.如权利要求3所述的一种任意过采样倍率下的全数字单载波符号定时同步方法，其特征在于：步骤6的实现方法为，步骤6.1：环路滤波结果为则nco的累积值为步骤6.2：在完成一次累积后，对当前nco值进行判断，其门限为步骤6.3：存储器偏移控制索引量o(i)，满足
o(i)的取值决定下一次从存储器取数时，对应的数据块是额外超前1个采样点即o(i)＝-1或额外滞后1个采样点即o(i)＝1)还是不进行额外的偏移处理即o(i)＝0；步骤6.4：计算完o(i)后，对nco进行溢出更新：则得到溢出更新后的nco(i)，将作为在步骤3中进行补偿。

技术总结
一种任意过采样倍率下的全数字单载波符号定时同步方法，属于通信信号处理领域。将接收到的信号采样点，进行DFT变换至频域；通过频域逐点相乘对信号进行匹配滤波处理；然后运用Godard方法对信号的符号定时偏差进行估计，估计结果经过环路滤波器后驱动一个数控振荡器；通过数控振荡器的相位累积、溢出确定采样点的滑动以及定时偏差的频域补偿，根据过采样率计算出频域混叠区域及IDFT的长度，并通过IDFT将信号采样点转化至时域，得到恢复后的符号，实现任意过采样倍率下的全数字单载波符号定时同步，适应任意倍的过采样率。本发明适用于通信信号处理领域，用于扩大单载波系统的适用范围。围。围。


技术研发人员：王诗力 杨凯 杨建宁 罗根 宋睿昊 王浩然
受保护的技术使用者：北京理工大学
技术研发日：2023.05.23
技术公布日：2023/8/9