一种功率因数校正电路的制作方法

1.本发明属于电力电子领域，尤其涉及一种功率因数校正电路。


背景技术：

2.随着电力电子技术的快速发展和各行各业中的广泛应用，对于一次整流模块的效率和体积提出更为严峻的要求，高功率密度整流模块成为当下的热点。
3.目前高功率密度整流模块技术要求峰值效率达到98％以上，其前级采用图腾柱无桥功率因数校正电路，控制采用临界控制模式或者连续控制模式，为实现高功率密度的要求，一方面可提高工作频率来减小体积，另一方面是可采用场效应管来替代二极管整流来提高效率。
4.然而，提高工作频率将导致场效应管的损耗增加，因此采用宽禁带器件替代场效应管来减小损耗。然而随着频率提高及宽禁带器件的应用导致电压/电流变化率较高，从而出现共模噪声较难处理的问题。常规解决方式为前级加入多级滤波电路，但是该方案在增加体积的同时会提高成本。
5.而采用场效应管来替代二极管整流电路，由于场效应管电流抗冲击能力远低于二极管，因此导致抗雷击性能下降，模块失效可能性增大。常规解决方式为在模块输入端增加差模电感来抑制输入电流，但是该方案同时也导致模块效率的下降，不太适合应用于高功率密度整流模块。


技术实现要素：

6.有鉴于此，本发明解决的技术问题是克服现有技术的不足，提出一种功率因数校正电路，至少在一定程度上能解决上述现有技术的不足。
7.为解决上述技术问题，本发明提供的功率因数校正电路的实施例技术方案如下：
8.一种功率因数校正电路，其中：所述功率因数校正电路包括启动整流电路、钳位电路、高频整流电路、工频整流电路、电感、附加电容和输出电容，所述启动整流电路、所述钳位电路、所述高频整流电路和所述工频整流电路均包括两个开关管形成的桥臂，所述电感包括第一绕组和第二绕组，所述启动整流电路、所述钳位电路、所述高频整流电路、所述工频整流电路和所述输出电容均连接在所述功率因数校正电路的正输出端和所述功率因数校正电路的负输出端之间，所述第一绕组一端和所述启动整流电路的中点同时连接所述功率因数校正电路的第一输入端，所述第二绕组一端和所述钳位电路的中点同时连接所述功率因数校正电路的第二输入端，所述第一绕组另一端连接所述高频整流电路的中点，所述第二绕组另一端连接所述工频整流电路的中点，所述附加电容一端连接所述功率因数校正电路的负输出端、另一端用于连接大地；
9.其中，所述启动整流电路、所述钳位电路、所述第二绕组和输出电容在工频开关下能形成回路限制流过所述工频整流电路中开关管的电流尖峰；所述电感和所述附加电容参数设计满足如下公式：
[0010][0011]
其中，z1为所述启动整流电路中点和所述高频整流电路中点之间的阻抗，z2为所述钳位电路中点和所述工频整流电路中点之间的阻抗，z3为所述高频整流电路中点对所述大地的寄生电容的阻抗，z4为3个电容并联后的阻抗，所述3个电容分别为：所述功率因数校正电路的正输出端对所述大地的寄生电容、所述功率因数校正电路的负输出端对所述大地的寄生电容与所述附加电容。
[0012]
进一步地，所述启动整流电路，所述钳位电路，所述高频整流电路和所述工频整流电路的控制逻辑如下：
[0013]
当输入正半波电压周期时，所述工频整流电路中点与所述功率因数校正电路正输出端之间的线路关断、与所述功率因数校正电路负输出端之间的线路开通，所述启动整流电路中点与所述功率因数校正电路正输出端之间的线路关断、与所述功率因数校正电路负输出端之间的线路关断，所述钳位电路中点与所述功率因数校正电路正输出端之间的线路关断、与所述功率因数校正电路负输出端之间的线路关断，此时，若负相差模雷击浪涌产生，启动整流电路中点与所述功率因数校正电路负输出端之间的线路和所述钳位电路中点与所述功率因数校正电路正输出端之间的线路均开通，所述启动整流电路中点与所述功率因数校正电路正输出端之间的线路和所述钳位电路中点与所述功率因数校正电路负输出端之间的线路均关断，通过所述钳位电路将所述第二绕组两端的电压进行钳位，从而限制流过所述工频整流电路中与所述功率因数校正电路负输出端连接的开关管的电流尖峰；
[0014]
当输入负半波电压周期时，所述工频整流电路中点与所述功率因数校正电路正输出端之间的线路开通、与所述功率因数校正电路负输出端之间的线路关断，所述启动整流电路中点与所述功率因数校正电路正输出端之间的线路关断、与所述功率因数校正电路负输出端之间的线路关断，所述钳位电路中点与所述功率因数校正电路正输出端之间的线路关断、与所述功率因数校正电路负输出端之间的线路关断，此时，若正相差模雷击浪涌产生，所述启动整流电路中点与所述功率因数校正电路负输出端之间的线路和所述钳位电路中点与所述功率因数校正电路正输出端之间的线路均关断，所述启动整流电路中点与所述功率因数校正电路正输出端之间的线路和所述钳位电路中点与所述功率因数校正电路负输出端之间的线路均开通，通过所述钳位电路将所述第二绕组两端的电压进行钳位，从而限制流过所述工频整流电路中与所述功率因数校正电路正输出端连接的开关管的电流尖峰。
[0015]
优选地，所述钳位电路包括第一二极管、第二二极管、第一电容和第二电容，所述第一二极管的阴极连接所述功率因数校正电路的正输出端，所述第一二极管的阳极连接所述第一电容一端，所述第二二极管的阴极连接所述第一电容另一端，所述第二二极管的阳极连接所述第二电容一端，所述第二电容另一端连接所述功率因数校正电路的负输出端。
[0016]
优选地，所述启动整流电路包括两只无源开关管串联；和/或所述高频整流电路包括两只有源开关管串联；和/或所述工频整流电路包括两只有源开关管串联。
[0017]
优选地，所述启动整流电路中的两只无源开关管为二极管，其中一只二极管的阴极连接所述功率因数校正电路的正输出端，该一只二极管的阳极连接另一只二极管的阴极，该另一只二极管的阳极连接所述功率因数校正电路的负输出端；和/或所述高频整流电
路中的两只有源开关管为场效应管、igbt、sicmos或gan；和/或所述工频整流电路中的两只有源开关管为场效应管、igbt、sicmos或gan。
[0018]
进一步地，所述功率因数校正电路还包括附加电感，所述附加电感包括一绕组，串联在所述第一绕组另一端和所述高频整流电路的中点之间，此时所述z1为所述启动整流电路中点和所述高频整流电路中点之间的阻抗。
[0019]
进一步地，所述功率因数校正电路包括n个所述高频整流电路和n个所述电感，所述n为大于或等于2的自然数；各电感中的第一绕组一端和所述启动整流电路的中点同时连接所述功率因数校正电路的第一输入端，各电感中的第一绕组另一端各自连接一个高频整流电路中高频整流电路的中点，各电感中第二绕组一端连接所述功率因数校正电路的第二输入端，前一个电感中第二绕组另一端连接后一个电感中第二绕组一端，最后一个电感中第二绕组另一端连接所述高频整流电路的中点；
[0020]
其中，各电感和所述附加电容参数设计均单独满足所述公式，针对某个电感和所述附加电容，z1为所述启动整流电路中点和对应高频整流电路中点之间的阻抗，z2包括n个阻抗并联，所述n个阻抗分别为：所述钳位电路中点和所述工频整流电路中点之间的阻抗，以及除该对应高频整流电路外的其它n-1个高频整流电路中点各自对所述启动整流电路中点的阻抗，z3为该对应高频整流电路中点对所述大地的寄生电容的阻抗，z4为n+2个电容并联后的阻抗，所述n+2个电容分别为：所述功率因数校正电路的正输出端对所述大地的寄生电容、所述功率因数校正电路的负输出端对所述大地的寄生电容、所述附加电容以及除该对应高频整流电路外的其它n-1个高频整流电路中点各自对所述大地的寄生电容。
[0021]
进一步地，所述功率因数校正电路包括m个附加电感，所述m为大于或等于2的自然数，且所述m小于或等于所述n；各附加电感中的绕组串联在n个所述电感之一中的原边绕组另一端和对应高频整流电路的中点之间。
[0022]
进一步地，n个所述电感中的第一绕组和第二绕组为反向耦合或正向耦合。
[0023]
进一步地，将n个所述电感和m个所述附加电感磁集成。
[0024]
本发明的工作原理将结合具体实施例来进行详细分析，在此不赘述。本发明所提的方案，克服了现有技术的不足，并且通过采用耦合电感和钳位电路在实现防雷效果的同时并降低了共模噪声，进一步的减低成本并减小体积。相较于现有技术本发明的有益效果在于：
[0025]
本发明实施例的功率因数校正电路将耦合电感的第二绕组放置于钳位电路桥臂中点和工频整流电路桥臂中点之间，利用钳位电路在差模雷击浪涌时可对电感的第二绕组有效实现电压钳位并限制在工频开关下流过工频整流电路中的开关管的电流尖峰，极大降低工频整流电路失效的可能性。此外，电感的第一绕组、第二绕组、高频整流电路桥臂中点对大地的寄生电容和功率因数校正电路的两个输出端对大地的寄生电容形成惠斯通电桥，通过外加电容调整电桥比例来实现电桥平衡，使得线路阻抗稳定网络电阻采集到的共模噪声为零，从而能减小共模噪声，实现功率因数校正电路在应用时输入的emi电路小型化，有利于减小产品的体积并降低成本，极大提升产品的可靠性。
附图说明
[0026]
图1为本发明第一种功率因数校正电路的原理图；
[0027]
图2为本发明第二种功率因数校正电路的电路原理图；
[0028]
图3为本发明一种两相交错功率因数校正电路的电路原理图；
[0029]
图4为本发明一种多相交错功率因数校正电路的电路原理图。
具体实施方式
[0030]
需要说明的是，在不冲突的情况下，本技术中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。下面将参考附图并结合实施例来详细说明本技术。
[0031]
为了使本技术领域的人员更好地理解本技术方案，下面将结合本技术实施例中的附图，对本技术实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本技术一部分的实施例，而不是全部的实施例。基于本技术中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本技术保护的范围。
[0032]
需要说明的是，本技术的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换，以便这里描述本技术的实施例。此外，术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含，例如，包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。
[0033]
应该理解的是，在说明书、权利要求书以及说明书附图中，当描述有步骤接续至另一步骤时，该步骤可直接接续至该另一步骤，或者通过第三步骤接续至该另一步骤；当描述有元件/单元“接续”至另一元件/单元时，该元件/单元可“直接连接”至该另一元件/单元，或者通过第三元件/单元“连接”至该另一元件/单元。
[0034]
此外，本公开附图仅为本公开的示意图，并非一定是按比例绘制。附图中相同的标记表示相同或类似的部分，因而将省略对其重复描述。附图中所示的一些方框图是功能实体，不一定必须与物理或逻辑上独立的实体相对应。可以运用软件来实现这些功能实体，或在一个或多个硬件模块或集成电路中实现这些功能实体，或在不同网络和/或处理器装置和/或微控制装置中实现这些功能实体。
[0035]
图1为本发明第种功率因数校正电路的电路原理图，请参见图1，功率因数校正电路包括启动整流电路、钳位电路、高频整流电路、工频整流电路、电感lt1、附加电容cadd和输出电容co，启动整流电路、钳位电路、高频整流电路和工频整流电路均包括两个开关管形成的桥臂，电感lt1包括第一绕组p1-1和第二绕组s1-1，启动整流电路、钳位电路、高频整流电路、工频整流电路和输出电容均连接在功率因数校正电路的正输出端和功率因数校正电路的负输出端之间，第一绕组一端和启动整流电路的中点同时连接功率因数校正电路的第一输入端a，第二绕组一端和钳位电路的中点同时连接功率因数校正电路的第二输入端b，第一绕组另一端连接高频整流电路的中点，第二绕组另一端连接工频整流电路的中点，附加电容一端连接功率因数校正电路的负输出端、另一端用于连接大地；
[0036]
其中，启动整流电路、钳位电路、第二绕组和输出电容能形成回路限制流过工频整流电路中开关管的电流尖峰；电感和附加电容参数设计满足如下公式：
[0037][0038]
其中，z1为启动整流电路中点和高频整流电路中点之间的阻抗，z2为钳位电路中点和工频整流电路中点之间的阻抗，z3为高频整流电路中点对大地的寄生电容的阻抗，z4为3个电容并联后的阻抗，3个电容分别为：功率因数校正电路的正输出端对大地的寄生电容、功率因数校正电路的负输出端对大地的寄生电容与附加电容。
[0039]
进一步地，启动整流电路，钳位电路，高频整流电路和工频整流电路的控制逻辑如下：
[0040]
当输入正半波电压周期时，工频整流电路中点与功率因数校正电路正输出端之间的线路关断、与功率因数校正电路负输出端之间的线路开通，启动整流电路中点与功率因数校正电路正输出端之间的线路关断、与功率因数校正电路负输出端之间的线路关断，钳位电路中点与功率因数校正电路正输出端之间的线路关断、与功率因数校正电路负输出端之间的线路关断，此时，若负相差模雷击浪涌产生，启动整流电路中点与功率因数校正电路负输出端之间的线路和钳位电路中点与功率因数校正电路正输出端之间的线路均开通，启动整流电路中点与功率因数校正电路正输出端之间的线路和钳位电路中点与功率因数校正电路负输出端之间的线路均关断，通过钳位电路将第二绕组两端的电压进行钳位，从而限制流过工频整流电路中与功率因数校正电路负输出端连接的开关管的电流尖峰；
[0041]
当输入负半波电压周期时，工频整流电路中点与功率因数校正电路正输出端之间的线路开通、与功率因数校正电路负输出端之间的线路关断，启动整流电路中点与功率因数校正电路正输出端之间的线路关断、与功率因数校正电路负输出端之间的线路关断，钳位电路中点与功率因数校正电路正输出端之间的线路关断、与功率因数校正电路负输出端之间的线路关断，此时，若正相差模雷击浪涌产生，启动整流电路中点与功率因数校正电路负输出端之间的线路和钳位电路中点与功率因数校正电路正输出端之间的线路均关断，启动整流电路中点与功率因数校正电路正输出端之间的线路和钳位电路中点与功率因数校正电路负输出端之间的线路均开通，通过钳位电路将第二绕组两端的电压进行钳位，从而限制流过工频整流电路中与功率因数校正电路正输出端连接的开关管的电流尖峰。
[0042]
作为优选，其中的钳位电路请参见图1，包括第一二极管d3、第二二极管d4、第一电容c1和第二电容c2，第一二极管d3的阴极连接功率因数校正电路的正输出端，第一二极管d3的阳极连接第一电容c1一端，第二二极管d4的阴极连接第一电容c1另一端，第二二极管d4的阳极连接第二电容c2一端，第二电容c2另一端连接功率因数校正电路的负输出端。其中，当输入正半波电压周期时，第二绕组s1-1通过二极管d4和工频整流电路中的下开关管对第二电容c2充电，当输入负半波电压周期时，第二绕组s1-1通过二极管d3和工频整流电路中的上开关管对第以电容c1充电，可确保钳位电路的第一二极管d3和第二二极管d4在高频整流电路在高频开关下时不会对电感的第二绕组s1-1形成钳位。
[0043]
作为优选，其中的启动整流电路请参见图1，包括两只无源开关管串联，具体地，为二极管d1和二极管d2串联，其中二极管d1的阴极连接功率因数校正电路的正输出端，二极管d1的阳极连接二极管d2的阴极，二极管d2的阳极连接功率因数校正电路的负输出端，鉴于成本、控制的复杂性和电路的可靠性，因此启动整流电路优选包括两只无源开关管串联。
[0044]
作为优选，其中的高频整流电路包括两只有源开关管串联，具体地，为mos管q1h和
mos管q1l串联，也可以将mos管q1h和mos管q1l的开关管类型替换为igbt、sicmos或gan，具体采用何种类型的开关管本发明不做限制，本领域的技术人员可以根据实际情况进行选择。
[0045]
作为优选，其中的工频整流电路包括两只有源开关管串联，具体地，为mos管qt1和mos管qt2串联，也可以将mos管qt1和mos管qt2的开关管类型替换为igbt、sicmos或gan，具体采用何种类型的开关管本发明不做限制，本领域的技术人员可以根据实际情况进行选择。
[0046]
图1电路在交流输入正半周时，主开关管为mos管q1l，续流管为mos管q1h；在交流输入负半周时，主开关管为mos管q1h，续流管为mos管q1l。以下结合图1详细分析本发明的功率因数校正电路的工作原理：
[0047]
在交流输入正半周时，mos管qt1被配置为关断、mos管qt2被配置为导通，因输出电容co两端电压大于输入电压源ac的电压，二极管d1、d2、d3和d4都反偏截止。电感lt1激磁时mos管q1l被配置为导通、mos管q1h被配置为关断，电流流向为耦合电感lt1的第一绕组p1-1
→
mos管q1l
→
mos管qt2
→
耦合电感lt1的第二绕组s1-1
→
输入电压源ac
→
耦合电感lt1的第一绕组p1-1；电感lt1去磁时mos管q1l被配置为关断、mos管q1h被配置为开通，电流流向为耦合电感lt1的第一绕组p1-1
→
mos管q1h
→
输出电容co
→
mos管qt2
→
耦合电感lt1的第二绕组s1-1
→
输入电压源ac
→
耦合电感lt1的第一绕组p1-1。
[0048]
此时，若正相差模雷击浪涌产生，电压尖峰使二极管d1和二极管d4正偏开通，二极管d2和二极管d3反偏截止，浪涌电流路径包括两条，分别为：输入电压源ac的a端
→
二极管d1
→
输出电容co
→
第二钳位电容c2
→
二极管d4
→
输入电压源ac的b端，以及输入电压源ac的a端
→
二极管d1
→
输出电容co
→
mos管qt2
→
耦合电感lt1的第二绕组s1-1
→
输入电压源ac的b端，从而将电感lt1的第二绕组s1-1两端电压钳位至第二电容c2电压，以限制流过mos管qt2的电流尖峰。若负相差模雷击浪涌产生，电压尖峰使二极管d2和二极管d3正偏开通，二极管d1和二极管d4反偏截止，浪涌电流路径由包括两条，分别为：输入电压源ac的b端
→
第一钳位电容c1
→
二极管d3
→
输出滤波电容co
→
二极管d2
→
输入电压源ac的a端，以及输入电压源ac的b端
→
耦合电感lt1的第二绕组s1-1
→
mos管qt2
→
二极管d2
→
输入电压源ac的a端，从而将电感lt1的s1-1两端电压钳位至输出电容co和第一电容c1电压之和，以限制流过mos管qt2的电流尖峰。
[0049]
在交流输入负半周时，mos管qt1被配置为导通、mos管qt2被配置为关断，因输出电容co两端电压大于输入电压源ac的电压，二极管d1、d2、d3和d4都反偏截止。电感lt1激磁时mos管q1h被配置为导通、mos管q1l被配置为关断，电流流向为耦合电感lt1的第一绕组p1-1
→
输入电压源ac
→
耦合电感lt1的第二绕组s1-1
→
mos管qt1
→
mos管q1h
→
耦合电感lt1的第一绕组p1-1，耦合电感lt1去磁时mos管q1h被配置为关断、mos管q1l被配置为开通，电流流向为电感lt1的第一绕组p1-1
→
输入电压源ac
→
耦合电感lt1的第二绕组s1-1
→
mos管qt1
→
输出电容co
→
mos管q1l
→
电感lt1的第一绕组p1-1。
[0050]
此时，若负相差模雷击浪涌产生，电压尖峰使二极管d2和二极管d3正偏开通，二极管d1和二极管d4反偏截止，浪涌电流路径包括两条，分别为：输入电压源ac的b端
→
第一电容c1
→
二极管d3
→
输出电容co
→
二极管d2
→
输入电压源ac的a端，以及输入电压源ac的b端
→
mos管qt1
→
耦合电感lt1的第二绕组s1-1
→
输出电容co
→
二极管d2
→
输入电压源ac的a
端，从而将电感lt1的第二绕组s1-1两端电压钳位至第一电容c1电压，以限制流过mos管qt1的电流尖峰。若正相差模雷击浪涌产生，二极管d1和二极管d4正偏开通，二极管d2和二极管d3反偏截止，浪涌电流路径包括两条，分别为：输入电压源ac的a端
→
二极管d1
→
输出滤波电容co
→
第二电容c2
→
二极管d4
→
输入电压源ac的b端，以及输入电压源ac的a端
→
二极管d1
→
mos管qt1
→
耦合电感lt1的第二绕组s1-1
→
输入电压源ac的b端，从而将电感lt1的第二绕组s1-1两端电压钳位至输出电容co和第一电容c2电压之和，以限制流过mos管qt1的电流尖峰。
[0051]
当差模雷击浪涌产生，经过耦合电感lt1的第二绕组s1-1的雷击电流得到抑制，表达式如下：其中v为加在第二绕组s1-1两端电压、dt为某一时间段、l为第二绕组s1-1的电感量、di为在该时间段内流过第二绕组s1-1的电流；可以通过该公式设置合适的电感量来抑制电感电流。
[0052]
当高频整流电路在高频开关时，由于第一电容c1和第二电容c2的两端的电压都大于电感lt1的第二绕组s1-1两端电压，所以不会对电感lt1的第二绕组s1-1的高频电压进行钳位，可确保电感lt1的第二绕组s1-1可与电感lt1的第一绕组p1-1、高频整流电路桥臂中点对大地的寄生电容以及功率因数校正电路的两个输出端对大地的寄生电容形成电桥平衡降低共模噪声。钳位电路既可确保电感lt1的第二绕组s1-1可实现防雷涌作用，同时又能确保电感lt1的第二绕组s1-1形成电桥平衡来降低共模噪声。
[0053]
共模噪声是由于开关管存在较大的电压/电流变化率所产生的，因此主要的共模噪声是由主开关管q1l产生的。根据叠加定理可知，将主开关管的电压波形作为噪声源，将输入电压源ac短路，输出电容co短路，续流管q1h和工频管qt1开路，可形成惠斯通电桥，第一阻抗为启动整流电路中点和高频整流电路中点之间的阻抗，即耦合电感lt1的第一绕组p1-1的阻抗，第二阻抗为钳位电路中点和工频整流电路中点之间的阻抗，即耦合电感lt1的第二绕组s1-1的阻抗，第三阻抗为高频整流电路中点对大地的寄生电容的阻抗，即主开关管的漏极对大地的寄生电容ca的阻抗，第四阻抗包括3个电容并联后的阻抗，3个电容分别为：功率因数校正电路的正输出端对大地的寄生电容、功率因数校正电路的负输出端对大地的寄生电容和附加电容cadd。
[0054]
假设耦合电感lt1的匝比为n，互感为m，第一绕组p1-1的感量为lp，第二绕组s1-1的感量为ls，将主开关管的漏极对大地的寄生电容ca的容值记为ca，功率因数校正电路的正输出端对大地的寄生电容和功率因数校正电路的负输出端对大地的寄生电容的容值之和合并记为cb，附加电容cadd的容值记为cadd，根据电桥平衡可知，若满足则线路阻抗稳定网络电阻采集到的共模噪声电压为零，从而可极大的降低共模噪声。
[0055]
本发明中线路阻抗稳定网络电阻指的是用来测试开关电源传导骚扰的设备。
[0056]
图2为本发明第二种功率因数校正电路的电路原理图，与图1不同之处在于，功率因数校正电路还包括附加电感l1，附加电感包括一绕组，串联在第一绕组另一端和高频整流电路的中点之间，此时z1为启动整流电路中点和高频整流电路中点之间的阻抗。具体地，假设附加电感l1的感量为l1，则根据电桥平衡可知，图2电路需要满足
图2中增加附件电感l1的作用在于可以采用分立的电感结构，便于布局和散热。
[0057]
图1的功率因数校正电路为单向，该电路还可以拓展为两相及多相交错图腾无桥pfc电路，拓展为两相及多相交错的目的在于能够进一步的提升功率因数校正电路的功率等级以及减低输出电容co的电流纹波，此时，与图1不同之处在于功率因数校正电路包括n个高频整流电路和n个电感，n为大于或等于2的自然数；各电感中的第一绕组一端和启动整流电路的中点同时连接功率因数校正电路的第一输入端，各电感中的第一绕组另一端各自连接一个高频整流电路中高频整流电路的中点，各电感中第二绕组一端连接功率因数校正电路的第二输入端，前一个电感中第二绕组另一端连接后一个电感中第二绕组一端，最后一个电感中第二绕组另一端连接高频整流电路的中点；
[0058]
其中，各电感和附加电容参数设计均单独满足公式，针对某个电感和附加电容，z1为启动整流电路中点和对应高频整流电路中点之间的阻抗，z2包括n个阻抗并联，n个阻抗分别为：钳位电路中点和工频整流电路中点之间的阻抗，以及除该对应高频整流电路外的其它n-1个高频整流电路中点各自对启动整流电路中点的阻抗，z3为该对应高频整流电路中点对大地的寄生电容的阻抗，z4为n+2个电容并联后的阻抗，n+2个电容分别为：功率因数校正电路的正输出端对大地的寄生电容、功率因数校正电路的负输出端对大地的寄生电容、附加电容以及除该对应高频整流电路外的其它n-1个高频整流电路中点各自对大地的寄生电容。
[0059]
图3为本发明一种两相交错功率因数校正电路的电路原理图，图4为本发明一种多相交错功率因数校正电路的电路原理图，浪涌电流抑制与降低共模噪声的原理与第一实施例相似，在此不再赘述。
[0060]
进一步地，功率因数校正电路包括m个附加电感，m为大于或等于2的自然数，且m小于或等于n；各附加电感中的绕组串联在n个电感之一中的原边绕组另一端和对应高频整流电路的中点之间，从而可以实现多路交错，提升变换电路总功率。
[0061]
优选地，n个电感中的第一绕组和第二绕组为反向耦合或正向耦合。反向耦合的含义是各电感的第一绕组一端和第二绕组一端互为同名端或互为异名端，可以减少第二绕组匝数，减小体积，弱化防雷优势，重点去降低共模噪声；正向耦合的含义是各电感的第一绕组一端和第二绕组另一端互为同名端或互为异名端，可以增加第二绕组匝数，体积略大，重点进行浪涌防护，同时也可以降低共模噪声。
[0062]
进一步地，将n个电感和m个附加电感磁集成，从而可以减电感的总体积。
[0063]
以上仅是本发明优选的实施方式，本发明所属领域的技术人员还可以对上述具体实施方式进行变更和修改。因此，本发明并不局限于上面揭示和描述的具体控制方式，对本发明的一些修改和变更也应当落入本发明的权利要求的保护范围内。此外，尽管本说明书中使用了些特定的术语，但这些术语只是为了方便说明，并不对本发明构成任何限制。

技术特征：
1.一种功率因数校正电路，其特征在于：所述功率因数校正电路包括启动整流电路、钳位电路、高频整流电路、工频整流电路、电感、附加电容和输出电容，所述启动整流电路、所述钳位电路、所述高频整流电路和所述工频整流电路均包括两个开关管形成的桥臂，所述电感包括第一绕组和第二绕组，所述启动整流电路、所述钳位电路、所述高频整流电路、所述工频整流电路和所述输出电容均连接在所述功率因数校正电路的正输出端和所述功率因数校正电路的负输出端之间，所述第一绕组一端和所述启动整流电路的中点同时连接所述功率因数校正电路的第一输入端，所述第二绕组一端和所述钳位电路的中点同时连接所述功率因数校正电路的第二输入端，所述第一绕组另一端连接所述高频整流电路的中点，所述第二绕组另一端连接所述工频整流电路的中点，所述附加电容一端连接所述功率因数校正电路的负输出端、另一端用于连接大地；其中，所述启动整流电路、所述钳位电路、所述第二绕组和输出电容在工频开关下能形成回路限制流过所述工频整流电路中开关管的电流尖峰；所述电感和所述附加电容参数设计满足如下公式：其中，z1为所述启动整流电路中点和所述高频整流电路中点之间的阻抗，z2为所述钳位电路中点和所述工频整流电路中点之间的阻抗，z3为所述高频整流电路中点对所述大地的寄生电容的阻抗，z4为3个电容并联后的阻抗，所述3个电容分别为：所述功率因数校正电路的正输出端对所述大地的寄生电容、所述功率因数校正电路的负输出端对所述大地的寄生电容与所述附加电容。2.根据权利要求1所述功率因数校正电路，其特征在于：所述启动整流电路，所述钳位电路，所述高频整流电路和所述工频整流电路的控制逻辑如下：当输入正半波电压周期时，所述工频整流电路中点与所述功率因数校正电路正输出端之间的线路关断、与所述功率因数校正电路负输出端之间的线路开通，所述启动整流电路中点与所述功率因数校正电路正输出端之间的线路关断、与所述功率因数校正电路负输出端之间的线路关断，所述钳位电路中点与所述功率因数校正电路正输出端之间的线路关断、与所述功率因数校正电路负输出端之间的线路关断，此时，若负相差模雷击浪涌产生，启动整流电路中点与所述功率因数校正电路负输出端之间的线路和所述钳位电路中点与所述功率因数校正电路正输出端之间的线路均开通，所述启动整流电路中点与所述功率因数校正电路正输出端之间的线路和所述钳位电路中点与所述功率因数校正电路负输出端之间的线路均关断，通过所述钳位电路将所述第二绕组两端的电压进行钳位，从而限制流过所述工频整流电路中与所述功率因数校正电路负输出端连接的开关管的电流尖峰；当输入负半波电压周期时，所述工频整流电路中点与所述功率因数校正电路正输出端之间的线路开通、与所述功率因数校正电路负输出端之间的线路关断，所述启动整流电路中点与所述功率因数校正电路正输出端之间的线路关断、与所述功率因数校正电路负输出端之间的线路关断，所述钳位电路中点与所述功率因数校正电路正输出端之间的线路关断、与所述功率因数校正电路负输出端之间的线路关断，此时，若正相差模雷击浪涌产生，所述启动整流电路中点与所述功率因数校正电路负输出端之间的线路和所述钳位电路中点与所述功率因数校正电路正输出端之间的线路均关断，所述启动整流电路中点与所述功
率因数校正电路正输出端之间的线路和所述钳位电路中点与所述功率因数校正电路负输出端之间的线路均开通，通过所述钳位电路将所述第二绕组两端的电压进行钳位，从而限制流过所述工频整流电路中与所述功率因数校正电路正输出端连接的开关管的电流尖峰。3.根据权利要求1所述功率因数校正电路，其特征在于：所述钳位电路包括第一二极管、第二二极管、第一电容和第二电容，所述第一二极管的阴极连接所述功率因数校正电路的正输出端，所述第一二极管的阳极连接所述第一电容一端，所述第二二极管的阴极连接所述第一电容另一端，所述第二二极管的阳极连接所述第二电容一端，所述第二电容另一端连接所述功率因数校正电路的负输出端。4.根据权利要求1所述功率因数校正电路，其特征在于：所述启动整流电路包括两只无源开关管串联；和/或所述高频整流电路包括两只有源开关管串联；和/或所述工频整流电路包括两只有源开关管串联。5.根据权利要求4所述功率因数校正电路，其特征在于：所述启动整流电路中的两只无源开关管为二极管，其中一只二极管的阴极连接所述功率因数校正电路的正输出端，该一只二极管的阳极连接另一只二极管的阴极，该另一只二极管的阳极连接所述功率因数校正电路的负输出端；和/或所述高频整流电路中的两只有源开关管为场效应管、igbt、sicmos或gan；和/或所述工频整流电路中的两只有源开关管为场效应管、igbt、sicmos或gan。6.根据权利要求1所述功率因数校正电路，其特征在于：所述功率因数校正电路还包括附加电感，所述附加电感包括一绕组，串联在所述第一绕组另一端和所述高频整流电路的中点之间，此时所述z1为所述启动整流电路中点和所述高频整流电路中点之间的阻抗。7.根据权利要求1至6任一项所述功率因数校正电路，其特征在于：所述功率因数校正电路包括n个所述高频整流电路和n个所述电感，所述n为大于或等于2的自然数；各电感中的第一绕组一端和所述启动整流电路的中点同时连接所述功率因数校正电路的第一输入端，各电感中的第一绕组另一端各自连接一个高频整流电路中高频整流电路的中点，各电感中第二绕组一端连接所述功率因数校正电路的第二输入端，前一个电感中第二绕组另一端连接后一个电感中第二绕组一端，最后一个电感中第二绕组另一端连接所述高频整流电路的中点；其中，各电感和所述附加电容参数设计均单独满足所述公式，针对某个电感和所述附加电容，z1为所述启动整流电路中点和对应高频整流电路中点之间的阻抗，z2包括n个阻抗并联，所述n个阻抗分别为：所述钳位电路中点和所述工频整流电路中点之间的阻抗，以及除该对应高频整流电路外的其它n-1个高频整流电路中点各自对所述启动整流电路中点的阻抗，z3为该对应高频整流电路中点对所述大地的寄生电容的阻抗，z4为n+2个电容并联后的阻抗，所述n+2个电容分别为：所述功率因数校正电路的正输出端对所述大地的寄生电容、所述功率因数校正电路的负输出端对所述大地的寄生电容、所述附加电容以及除该对应高频整流电路外的其它n-1个高频整流电路中点各自对所述大地的寄生电容。8.根据权利要求7所述功率因数校正电路，其特征在于：所述功率因数校正电路包括m个附加电感，所述m为大于或等于2的自然数，且所述m小于或等于所述n；各附加电感中的绕组串联在n个所述电感之一中的原边绕组另一端和对应高频整流电路的中点之间。9.根据权利要求7所述功率因数校正电路，其特征在于：n个所述电感中的第一绕组和第二绕组为反向耦合或正向耦合。
10.根据权利要求7所述功率因数校正电路，其特征在于：将n个所述电感和m个所述附加电感磁集成。

技术总结
本发明公开了一种率因数校正电路，包括启动整流电路、钳位电路、高频整流电路、工频整流电路、电感、附加电容和输出电容，电感包括第一和第二绕组，第一绕组一端和启动整流电路的中点同时连接功率因数校正电路的第一输入端，第二绕组一端和钳位电路的中点同时连接功率因数校正电路的第二输入端，第一绕组另一端连接高频整流电路的中点，第二绕组另一端连接工频整流电路的中点，附加电容一端连接功率因数校正电路的负输出端、另一端用于连接大地；其中，启动整流电路、钳位电路、第二绕组和输出电容能形成回路限制流过工频整流电路中开关管的电流尖峰；电感和附加电容参数设计满足形成电桥平衡来降低共模噪声。本发明能提高电路的可靠性。靠性。靠性。


技术研发人员：龙宪良 钟辉 曾力
受保护的技术使用者：广州金升阳科技有限公司
技术研发日：2023.06.06
技术公布日：2023/8/13