一种超声驱动系统的消除二、三、四次低倍频谐波的方法及驱动电路与流程

1.本发明涉及驱动系统技术领域，特别涉及一种超声驱动系统的消除二、三、四次低倍频谐波的方法及驱动电路。


背景技术：

2.如说明书附图1所示，在超声刀驱动系统中除了机械振动主谐振频率(大约为55.5khz)外，阻抗存在很多高频的谐振峰，尤其是4倍频(大约222khz)以内各种阻抗谐振峰非常明显。因此如果实际的功放驱动电压信号不是标准正弦波，存在4倍频以内的谐波分量，那么这些电压谐波分量就可能会在换能器上产生较大的谐波电流响应，造成不必要的功耗并加剧换能器的老化。
3.一般来说，为了不产生基波频率的低次谐波分量(比如基波的2倍频、3倍频、4倍频等)，传统方法是使用远大于基波频率的pwm开关频率(pwm载波频率为基波频率的6倍或更高)，然后使用lc滤波器将pwm开关频率中的高频分量给滤除掉，由于基频频率为换能器机械振动最佳谐振频率，大约为55.5khz，6倍的载波频率就相当于333khz，这个开关频率对于开关器件来说已经相当高，技术实现存在较多困难，即使实现了也会带来功耗上升等问题。


技术实现要素：

4.为了解决上述技术问题，本发明提供一种超声驱动系统的消除二、三、四次低倍频谐波的方法及驱动电路。
5.具体的，在第一方面，本发明的技术方案如下：
6.实时监测换能器的负载阻抗值，计算出当前时刻所述换能器需要的驱动电压有效值；
7.基于所述驱动电压有效值和固定电压源的电压值，计算得到满足第一占空比和第二占空比的不同pwm信号；
8.利用所述不同pwm信号对所述固定电压源进行调制，使得所述固定电压源在功率变压器的初级中产生不含低倍频谐波分量的第一交流电压；
9.将所述第一交流电压传入所述功率变压器的初级，并在所述功率变压器的次级中产生第二交流电压，此变压器可将第一交流电压和第二交流电压之间进行电气隔离并按实际负载需要抬高或者降低电压；
10.所述第二交流电压传入至低通滤波器中，输出第三交流电压。
11.在一些实施方式中，所述的基于所述驱动电压有效值和固定电压源的电压值，计算得到满足第一占空比和第二占空比的不同pwm信号，包括：
12.所述第一占空比和所述第二占空比的计算公式为：
13.[0014][0015]
其中，τ1为第一占空比，τ2为第二占空比，t为pwm信号周期，v
rms
为所述换能器需要的驱动电压有效值，v
dc
为所述固定电压源电压。
[0016]
在另一方面，本发明还提出一种驱动电路，包括依次连接的电压源单元、调制电压单元、变压单元、滤波单元、换能单元，
[0017]
所述电压源单元包括固定电压源，用于输出稳定的供电电压；
[0018]
所述换能单元，用于实时监测换能器的负载阻抗值，计算出当前时刻所述换能器需要的驱动电压有效值；
[0019]
所述调制电压单元，用于基于所述驱动电压有效值和固定电压源的电压值，计算得到满足第一占空比和第二占空比的不同pwm信号；
[0020]
所述调制电压单元，还用于利用所述不同pwm信号对所述固定电压源进行调制，使得所述固定电压源在功率变压器的初级中产生不含低倍频谐波分量的第一交流电压；
[0021]
所述变压单元，用于将所述第一交流电压传入所述功率变压器的初级，并在所述功率变压器的次级中产生第二交流电压，此变压器可在第一交流电压和第二交流电压之间进行电气隔离并按实际负载需要抬高或者降低电压；
[0022]
所述滤波单元，用于对所述第二交流电压进行低通滤波，输出第三交流电压。
[0023]
所述换能单元，还用于将所述第三交流电压的电能转换为实际的物理振动机械能。
[0024]
在一些实施方式中，所述调制电压单元包括第一mos管、第二mos管、第三mos管、第四mos管；
[0025]
所述第一mos管、所述第三mos管的漏极均接所述电压源单元的正极端，所述第一mos管的源极接所述第二mos管的漏极，所述第三mos管的源极接所述第四mos管的漏极，所述第二mos管、所述第四mos管的源级接所述电压源单元的负极端，所述第一mos管、所述第二mos管、所述第三mos管、所述第四mos管分别接对应的不同pwm信号。
[0026]
在一些实施方式中，所述变压单元包括功率变压器，所述功率变压器包括初级线圈和次级线圈，所述初级线圈的第一端接所述第一mos管的源极和所述第二mos管的漏极的连接中间点，所述初级线圈的第二端接所述第三mos管的源极和所述第四mos管的漏极的连接中间点；
[0027]
所述滤波单元包括第一电感和第一电容，用于滤除所述第二交流电压的高倍频谐波分量；所述第一电感的第一端接所述次级线圈的第一端，所述第一电感的第二端接所述第一电容的第一端和所述换能单元的第一端，所述第一电容的第二端接所述次级线圈的第二端和所述换能单元的第二端。
[0028]
在另一个方面，本发明还提出一种超声驱动系统的消除二、三、四次低倍频谐波的方法，包括：
[0029]
实时检测流过所述换能器的交流电流值，获取所述换能器当前负载阻抗值；
[0030]
可变电压源基于所述当前负载阻抗值，输出第一供电电压；
[0031]
利用固定占空比的pwm信号对所述第一供电电压进行调制，使得所述第一供电电压在功率变压器的初级中产生不含低倍频谐波分量的第一交流电压；
[0032]
将所述第一交流电压通过变压器，得到第二交流电压，此变压器可在第一交流电压和第二交流电压之间进行电气隔离并按实际负载需要抬高或者降低电压；
[0033]
将所述第二交流电压传入低通滤波器，得到第三交流电压。
[0034]
在一些实施方式中，所述可变电压源的电压数值v
dc
计算公式为：
[0035][0036]vrms
为所述换能器需要的驱动电压有效值。
[0037]
在另一方面，本发明还提出一种驱动电路，包括依次连接的电压源单元、调制电压单元、变压单元、滤波单元、换能单元，
[0038]
所述换能单元，用于实时检测流过所述换能器的交流电流值，获取所述换能器当前负载阻抗值；
[0039]
所述电压源单元包括可变电压源，用于根据所述当前负载阻抗值，输出第一供电电压；
[0040]
所述调制电压单元，用于利用固定占空比的不同pwm信号对所述第一供电电压进行调制，使得所述第一供电电压在功率变压器初级中产生不含低倍频谐波分量的第一交流电压，
[0041]
所述变压单元，用于将所述第一交流电压通过所述变压器的初级在所述变压器的次级中产生第二交流电压，此变压器可在第一交流电压和第二交流电压之间进行电气隔离并按实际负载需要抬高或者降低电压；
[0042]
所述滤波单元，用于对所述第二交流电压进行低通滤波，输出第三交流电压。
[0043]
所述换能单元，还用于将所述第三交流电压的电能转换为实际的物理振动机械能。
[0044]
在一些实施方式中，所述调制电压单元包括第一mos管、第二mos管、第三mos管、第四mos管；
[0045]
所述第一mos管、所述第三mos管的漏极均接所述电压源单元的正极端，所述第一mos管的源极接所述第二mos管的漏极，所述第三mos管的源极接所述第四mos管的漏极，所述第二mos管、所述第四mos管的源级接所述电压源单元的负极端，所述第一mos管、所述第二mos管、所述第三mos管、所述第四mos管分别接对应的pwm控制信号。
[0046]
在一些实施方式中，所述变压单元包括功率变压器，用于提高所述交流电压值，所述功率变压器包括初级线圈和次级线圈，所述初级线圈的第一端接所述第一mos管的源极和所述第二mos管的漏极的连接中间点，所述初级线圈的第二端接所述第三mos管的源极和所述第四mos管的漏极的连接中间点；
[0047]
所述滤波单元包括第一电感和第一电容，用于滤除所述交流电流的高倍频谐波分量；所述第一电感的第一端接所述次级线圈的第一端，所述第一电感的第二端接所述第一电容的第一端和所述换能单元的第一端，所述第一电容的第二端接所述次级线圈的第二端和所述换能单元的第二端。
[0048]
与现有技术相比，本发明至少具有以下一项有益效果：
[0049]
1、本发明通过利用特定占空比的不同pwm信号调制固定源电压，实现使用较低的
开关频率下消除二、三、四次低倍频谐波分量的同时，也使得驱动系统电路的设计更加简单。
[0050]
2、本发明通过利用固定占空比的不同pwm信号调制可变源电压，实现使用较低的开关频率下消除低倍频(二，三，四倍频)的谐波分量的同时，减少开关管的损耗及换能器的功耗。
附图说明
[0051]
下面将以明确易懂的方式，结合附图说明优选实施方式，对本发明的上述特性、技术特征、优点及其实现方式予以进一步说明。
[0052]
图1是背景技术中超声刀驱动系统的阻抗扫频图；
[0053]
图2是本发明实施例一的流程图；
[0054]
图3是本发明实施例一的信号与电压的波形图；
[0055]
图4是本发明实施例一的另一种信号与电压的波形图；
[0056]
图5是本发明实施例一的结构框图；
[0057]
图6是本发明实施例一的驱动电路构成示意图；
[0058]
图7是本发明实施例二的流程图；
[0059]
图8是本发明实施例二的信号与电压的波形图；
[0060]
图9是本发明实施例二的结构框图；
[0061]
图10是本发明实施例二的驱动电路构成示意图。
具体实施方式
[0062]
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对照附图说明本发明的具体实施方式。显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图，并获得其他的实施方式。
[0063]
为使图面简洁，各图中只示意性地表示出了与发明相关的部分，它们并不代表其作为产品的实际结构。另外，以使图面简洁便于理解，在有些图中具有相同结构或功能的部件，仅示意性地绘示了其中的一个，或仅标出了其中的一个。在本文中，“一个”不仅表示“仅此一个”，也可以表示“多于一个”的情形。
[0064]
还应当进一步理解，在本技术说明书和所附权利要求书中使用的术语“和/或”是指相关联列出的项中的一个或多个的任何组合以及所有可能组合，并且包括这些组合。
[0065]
在本文中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
[0066]
另外，在本技术的描述中，术语“第一”、“第二”等仅用于区分描述，而不能理解为指示或暗示相对重要性。
[0067]
实施例一，参考说明书附图2，本发明提供的一种驱动系统的消除二、三、四次低倍
频谐波方法，包括：
[0068]
s100，实时监测换能器的负载阻抗值，计算出当前时刻所述换能器需要的驱动电压有效值；
[0069]
具体的，超声刀在手术的过程中触碰的身体组织结构的硬度不同，深度也不同，导致超声手柄所受到的阻力不断发生变化，所以需要实时监测负载阻抗值。
[0070]
s200，基于所述驱动电压有效值和固定电压源的电压值，计算得到满足第一占空比和第二占空比的不同pwm信号；
[0071]
具体的，根据上文所述的不断变化的阻力值可知，获取当前时刻的阻抗值，根据当前阻抗值计算出换能器所需的驱动电压的有效值，由于固定源电压提供的供电电压是不变的，可以通过特定占空比的不同pwm来调制固定源电压电压，使得pwm调制后的交流电压能满足换能器工作。
[0072]
s300，利用所述不同pwm信号对所述固定电压源进行调制，使得所述固定电压源在功率变压器的初级中产生不含低倍频谐波分量的第一交流电压；
[0073]
s400，将所述第一交流电压传入所述功率变压器的初级，并在所述功率变压器的次级中产生第二交流电压，此变压器可将第一交流电压和第二交流电压之间进行电气隔离并按实际负载需要抬高或者降低电压；
[0074]
具体的，将所述pwm调制的电压波形加载在功率变压器初级两端可以在变压器初级线圈中得到第一交流电压，通过变压器后可以在变压器的次级得到第二交流电压，此变压器可将第一交流电压和第二交流电压之间进行电气隔离并按实际负载需要抬高或者降低电压；将所述第二交流电压送入lc滤波器，以使所述第三交流电压的波形中高于四倍频的高倍频谐波分量大大减少。
[0075]
s500，所述第二交流电压传入至低通滤波器中，输出第三交流电压。
[0076]
具体的，第一交流电压vab通过功率变压器将能量传递到变压器的次级来驱动换能器，在变压器次级产生第二交流电压。同时第二交流电压经过lc滤波后会在电容c两端产生第三交流电压。如果换能器处于完全谐振状态，则第三交流电压vc是一个谐波失真很低的标准正弦电压。
[0077]
在本实施中，本发明利用较低频率的pwm波，并通过独特的控制波形避免产生二、三、四次等低倍频的谐波失真，再利用lc滤波器可以较容易过滤掉远高于换能器谐振频率的高倍频失真，最终获得理想的低失真正弦电压，同时又避免了使用高频pwm控制带来的较高损耗。
[0078]
在本实施中，为了消除二、三、四次等低倍频的谐波失真，s200，基于所述换能器需要的驱动电压有效值和固定电压源的电压值，计算得到满足第一占空比和第二占空比的不同pwm信号，其中，第一占空比和所述第二占空比的计算公式为：
[0079][0080][0081]
其中，τ1为第一占空比，τ2为第二占空比，t为pwm信号周期，v
rms
为所述换能器所需
驱动电压有效值，v
dc
为所述固定电压源电压。
[0082]
为了说明本专利方案可以有效消除二、三、四次等低倍频的谐波失真，将s300中第一交流电压进行傅里叶级数展开，各次谐波的幅度值的公式为：
[0083][0084]
其中，为所述傅里叶级数各次谐波的幅度值，vdc为固定电压源电压电压值、τ1为第一占空比，τ2为第二占空比；k为谐波次数，t为所述不同pwm信号的周期。
[0085]
在本实施例中，如说明书附图3所示，附图3中的pwm1信号、pwm2信号、pwm3信号、pwm4信号有两个脉冲，两个脉冲的时间占周期的比例满足上述实施例的τ1、τ2的计算公式，vdc经过4个pwm信号调制后输出vab，上述|ak|为vab的傅里叶级数各次谐波的幅度值，由|ak|的等式可知，当k为偶数时等式4中为零，即第一交流电压中二倍频和四倍频的理论计算值为零；并且当τ1、τ2满足τ1、τ2计算等式和k为
±
3时，等式中3时，等式中为零，即第一交流电压中三倍频的理论计算值为零。因此实际电路中采用上述pwm波控制的第一交流电压中的二，三，四倍频分量极低。当然四个pwm的信号并不一定要和图3中一致，也可以使用说明书附图4(还存在其他形式，只要产生的第一交流信号vab中的τ1、τ2满足等式，不同pwm信号的波形图均可)中的形式使得vab的波形等同于图4中的vab，从而达到同样的效果。
[0086]
本发明提供一种实施例一的驱动电路，如说明书附图5和附图6所示，包括依次连接的电压源单元10、调制电压单元20、变压单元30、滤波单元40、换能单元50；
[0087]
电压源单元10包括固定电压源，用于输出稳定的供电电压；
[0088]
调制电压单元20，用于基于所述驱动电压有效值和固定电压源的电压值，计算得到满足第一占空比和第二占空比的不同pwm信号；
[0089]
调制电压单元20，还用于利用所述不同pwm信号对所述固定电压源进行调制，使得所述固定电压源在功率变压器的初级中产生不含低倍频谐波分量的第一交流电压；
[0090]
变压单元30，用于将所述第一交流电压传入所述功率变压器的初级，并在所述功率变压器的次级中产生第二交流电压，此变压器可将第一交流电压和第二交流电压之间进行电气隔离并按实际负载需要抬高或者降低电压；
[0091]
滤波单元40，用于对所述第二交流电压进行低通滤波，输出第三交流电压。
[0092]
换能单元50，还用于将所述第三交流电压的电能转换为实际的物理振动机械能。
[0093]
在本实施例中调制电压单元20包括第一mos管u1、第二mos管u2、第三mos管u3、第四mos管u4；所述第一mos管、所述第三mos管的漏极均接所述电压源单元的正极端，所述第一mos管的源极接所述第二mos管的漏极，所述第三mos管的源极接所述第四mos管的漏极，所述第二mos管、所述第四mos管的源级接所述电压源单元的负极端，所述第一mos管、所述第二mos管、所述第三mos管、所述第四mos管分别接对应的不同pwm信号。变压单元30包括功率变压器t1，用于隔离并抬高或降低所述交流电压值，所述功率变压器包括初级线圈和次级线圈，所述初级线圈的第一端接u1的源极和u2的漏极的连接中间点，所述初级线圈的第二端接u3的源极和u4的漏极的连接中间点；滤波单元40包括第一电感l和第一电容c，用于
滤除所述第二交流电压的高倍频谐波分量；第一电感l的第一端接所述次级线圈的第一端，第一电感l的第二端接所述第一电容c的第一端和所述换能单元50的第一端，所述第一电容c的第二端接所述次级线圈的第二端和所述换能单元50的第二端；同时本实施例中，如说明书附图6所示，控制器通过电流电压采样电路获取换能器上的电流和电压值，然后计算出阻抗、pwm信号的频率和pwm信号的duty值后，将相应的pwm信号加到开关器件u1、u2、u3和u4上。
[0094]
实施例二，参考说明书附图7，本发明提供的第二种驱动系统的消除二、三、四次低倍频谐波的方法，包括：
[0095]
s101，实时监测换能器的负载阻抗值，计算出当前时刻所述换能器需要的驱动电压有效值；
[0096]
具体的，超声刀在手术的过程中触碰的身体组织结构的硬度不同，深度也不同，导致超声手柄所受到的阻力不断发生变化，所以需要实时监测负载阻抗值。
[0097]
s201，基于所述驱动电压有效值和固定占空比的pwm信号，计算得到满足可变电压源计算式的电压数值；
[0098]
具体的，根据上文所述的不断变化的阻力值可知，获取当前时刻的阻抗值，根据当前阻抗值计算出换能器所需的驱动电压的有效值，由于固定占空比的pwm不能实现变压，可以通过改变供电源电压，使得pwm调制后的交流电压能满足换能器所需的工作电压。
[0099]
s301，利用所述固定pwm信号对所述可变电压源进行调制，使得所述可变电压源在功率变压器的初级中产生不含低倍频谐波分量的第一交流电压；
[0100]
s401，将所述第一交流电压传入所述功率变压器的初级，并在所述功率变压器的次级中产生第二交流电压，此变压器可将第一交流电压和第二交流电压之间进行电气隔离并按实际负载需要抬高或者降低电压；
[0101]
具体的，将所述pwm调制的电压波形加载在功率变压器初级两端可以在变压器初级线圈中得到第一交流电压，通过变压器后可以在变压器的次级得到第二交流电压，此变压器可将第一交流电压和第二交流电压之间进行电气隔离并按实际负载需要抬高或者降低电压；将所述第二交流电压送入lc滤波器，以使所述第三交流电压的波形中高于四倍频的高倍频谐波分量大大减少。
[0102]
s501，所述第二交流电压传入至低通滤波器中，输出第三交流电压。
[0103]
具体的，第一交流电压vab通过功率变压器将能量传递到变压器的次级来驱动换能器，在变压器次级产生第二交流电压。同时第二交流电压经过lc滤波后会在电容c两端产生第三交流电压。如果换能器处于完全谐振状态，则第三交流电压vc是一个谐波失真很低的标准正弦电压。
[0104]
在本实施中，本发明利用较低频率的pwm波，并通过独特的控制方法避免产生二、三、四次等低倍频的谐波失真，时利用lc滤波器可以较容易过滤掉远高于换能器谐振频率的高倍频失真，最终获得理想的低失真正弦电压，同时又避免了使用高频pwm控制带来的较高损耗。
[0105]
在本实施中，为了消除二、三、四次等低倍频的谐波失真，s201，基于所述换能器需要的驱动电压有效值和固定占空比，计算得到满足可变电压源计算式的电压值，所述可变电压源的电压v
dc
数值计算公式为：
[0106][0107]vrms
为所述换能器需要的驱动电压有效值。
[0108]
为了说明本专利方案可以有效消除二、三、四次等低倍频的谐波失真，将s301中第一交流电压进行傅里叶级数展开，各次谐波的幅度值的公式为：
[0109][0110]
其中，|ak|为所述傅里叶级数各次谐波的幅度值，vdc为所述可变源电压的电压值，k为谐波次数，t为所述pwm信号的周期，τ为所述pwm信号的占空比；所述τ的值为pwm信号周期的值的三分之一。参考说明书附图9，附图9中的pwm1信号、pwm2信号、pwm3信号、pwm4信号有1个脉冲，该脉冲的时间占周期的比例为周期的三分之一，vdc经过4个pwm信号调制后输出vab，上述|ak|为vab的傅里叶级数各次谐波的幅度值，由|ak|的等式可知，当k为偶数时等式1中为零，即第一交流电压中二倍频和四倍频的理论计算值为零。另外当说明书附图7中τ为整个基波周期t的三分之一和k为
±
3时，等式中为零，即第一交流电压中三倍频的理论计算值为零。因此实际电路中采用上述pwm波控制的第一交流电压中的二，三，四倍频分量极低。
[0111]
本发明提供一种实施例二的驱动电路，如说明书附图9和附图10所示，包括依次连接的电压源单元11、调制电压单元21、变压单元31、滤波单元41、换能单元51；
[0112]
电压源单元11包括可变电压源，用于输出供电电压；
[0113]
调制电压单元21，用于基于所述驱动电压有效值和固定占空比，计算得到满足可变电压源计算式的电压值；
[0114]
调制电压单元21，还用于利用所述固定pwm信号对所述可变电压源进行调制，使得所述可变电压源在功率变压器的初级中产生不含低倍频谐波分量的第一交流电压；
[0115]
变压单元31，用于将所述第一交流电压传入所述功率变压器的初级，并在所述功率变压器的次级中产生第二交流电压，此变压器可将第一交流电压和第二交流电压之间进行电气隔离并按实际负载需要抬高或者降低电压；
[0116]
滤波单元41，用于对所述第二交流电压进行低通滤波，输出第三交流电压。
[0117]
换能单元51，还用于将所述第三交流电压的电能转换为实际的物理振动机械能。
[0118]
在本实施例中调制电压单元21包括第一mos管u1、第二mos管u2、第三mos管u3、第四mos管u4；所述第一mos管、所述第三mos管的漏极均接所述电压源单元的正极端，所述第一mos管的源极接所述第二mos管的漏极，所述第三mos管的源极接所述第四mos管的漏极，所述第二mos管、所述第四mos管的源级接所述电压源单元的负极端，所述第一mos管、所述第二mos管、所述第三mos管、所述第四mos管分别接对应的不同pwm信号。变压单元31包括功率变压器t1，用于隔离并抬高或降低所述交流电压值，所述功率变压器包括初级线圈和次级线圈，所述初级线圈的第一端接u1的源极和u2的漏极的连接中间点，所述初级线圈的第二端接u3的源极和u4的漏极的连接中间点；滤波单元41包括第一电感l和第一电容c，用于
滤除所述第二交流电压的高倍频谐波分量；第一电感l的第一端接所述次级线圈的第一端，第一电感l的第二端接所述第一电容c的第一端和所述换能单元51的第一端，所述第一电容c的第二端接所述次级线圈的第二端和所述换能单元51的第二端；同时本实施例中，如说明书附图10所示，控制器通过电流电压采样电路获取换能器上的电流和电压值，然后计算出阻抗、pwm信号的频率后，将相应的pwm信号加到开关器件u1、u2、u3和u4上，并计算可变电源的电压值控制可变电源的输出电压。
[0119]
以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

技术特征：
1.一种超声驱动系统的消除二、三、四次低倍频谐波的方法，其特征在于，包括：实时监测换能器的负载阻抗值，计算出当前时刻所述换能器需要的驱动电压有效值；基于所述驱动电压有效值和固定电压源的电压值，计算得到满足第一占空比和第二占空比的不同pwm信号；利用所述不同pwm信号对所述固定电压源进行调制，使得所述固定电压源在功率变压器的初级中产生不含低倍频谐波分量的第一交流电压；将所述第一交流电压传入所述功率变压器的初级，并在所述功率变压器的次级中产生第二交流电压，此变压器可将第一交流电压和第二交流电压之间进行电气隔离并按实际负载需要抬高或者降低电压；所述第二交流电压传入至低通滤波器中，输出第三交流电压。2.根据权利要求1所述的一种超声驱动系统的消除二、三、四次低倍频谐波的方法，其特征在于，所述的基于所述驱动电压有效值和固定电压源的电压值，计算得到满足第一占空比和第二占空比的不同pwm信号，包括：所述第一占空比和所述第二占空比的计算公式为：所述第一占空比和所述第二占空比的计算公式为：其中，τ1为第一占空比，τ2为第二占空比，t为pwm信号周期，v
rms
为所述换能器需要的驱动电压有效值，v
dc
为所述固定电压源电压。3.根据权利要求2所述方法应用于一种驱动电路，其特征在于，包括依次连接的电压源单元、调制电压单元、变压单元、滤波单元、换能单元，所述电压源单元包括固定电压源，用于输出稳定的供电电压；所述换能单元，用于实时监测换能器的负载阻抗值，计算出当前时刻所述换能器需要的驱动电压有效值；所述调制电压单元，用于基于所述驱动电压有效值和固定电压源的电压值，计算得到满足第一占空比和第二占空比的不同pwm信号；所述调制电压单元，还用于利用所述不同pwm信号对所述固定电压源进行调制，使得所述固定电压源在功率变压器的初级中产生不含低倍频谐波分量的第一交流电压；所述变压单元，用于将所述第一交流电压传入所述功率变压器的初级，并在所述功率变压器的次级中产生第二交流电压，此变压器可在第一交流电压和第二交流电压之间进行电气隔离并按实际负载需要抬高或者降低电压；所述滤波单元，用于对所述第二交流电压进行低通滤波，输出第三交流电压。所述换能单元，还用于将所述第三交流电压的电能转换为实际的物理振动机械能。4.根据权利要求3所述的一种驱动电路，其特征在于，所述调制电压单元包括第一mos管、第二mos管、第三mos管、第四mos管；所述第一mos管、所述第三mos管的漏极均接所述电压源单元的正极端，所述第一mos管的源极接所述第二mos管的漏极，所述第三mos管的源极接所述第四mos管的漏极，所述第二
mos管、所述第四mos管的源级接所述电压源单元的负极端，所述第一mos管、所述第二mos管、所述第三mos管、所述第四mos管分别接对应的不同pwm信号。5.根据权利要求4所述的一种驱动电路，其特征在于，所述变压单元包括功率变压器，所述功率变压器包括初级线圈和次级线圈，所述初级线圈的第一端接所述第一mos管的源极和所述第二mos管的漏极的连接中间点，所述初级线圈的第二端接所述第三mos管的源极和所述第四mos管的漏极的连接中间点；所述滤波单元包括第一电感和第一电容，用于滤除所述第二交流电压的高倍频谐波分量；所述第一电感的第一端接所述次级线圈的第一端，所述第一电感的第二端接所述第一电容的第一端和所述换能单元的第一端，所述第一电容的第二端接所述次级线圈的第二端和所述换能单元的第二端。6.一种超声驱动系统的消除二、三、四次低倍频谐波的方法，其特征在于，包括：实时检测流过所述换能器的交流电流值，获取所述换能器当前负载阻抗值；可变电压源基于所述当前负载阻抗值，输出第一供电电压；利用固定占空比的pwm信号对所述第一供电电压进行调制，使得所述第一供电电压在功率变压器的初级中产生不含低倍频谐波分量的第一交流电压；将所述第一交流电压通过变压器，得到第二交流电压，此变压器可在第一交流电压和第二交流电压之间进行电气隔离并按实际负载需要抬高或者降低电压；将所述第二交流电压传入低通滤波器，得到第三交流电压。7.根据权利要求6所述的一种超声驱动系统的消除二、三、四次低倍频谐波的方法，其特征在于：所述可变电压源的电压数值v
dc
计算公式为：v
rms
为所述换能器需要的驱动电压有效值。8.根据权利要求7所述方法应用于一种驱动电路，其特征在于，包括依次连接的电压源单元、调制电压单元、变压单元、滤波单元、换能单元，所述换能单元，用于实时检测流过所述换能器的交流电流值，获取所述换能器当前负载阻抗值；所述电压源单元包括可变电压源，用于根据所述当前负载阻抗值，输出第一供电电压；所述调制电压单元，用于利用固定占空比的不同pwm信号对所述第一供电电压进行调制，使得所述第一供电电压在功率变压器初级中产生不含低倍频谐波分量的第一交流电压，所述变压单元，用于将所述第一交流电压通过所述变压器的初级在所述变压器的次级中产生第二交流电压，此变压器可在第一交流电压和第二交流电压之间进行电气隔离并按实际负载需要抬高或者降低电压；所述滤波单元，用于对所述第二交流电压进行低通滤波，输出第三交流电压。所述换能单元，还用于将所述第三交流电压的电能转换为实际的物理振动机械能。9.根据权利要求8所述的一种驱动电路，其特征在于，所述调制电压单元包括第一mos
管、第二mos管、第三mos管、第四mos管；所述第一mos管、所述第三mos管的漏极均接所述电压源单元的正极端，所述第一mos管的源极接所述第二mos管的漏极，所述第三mos管的源极接所述第四mos管的漏极，所述第二mos管、所述第四mos管的源级接所述电压源单元的负极端，所述第一mos管、所述第二mos管、所述第三mos管、所述第四mos管分别接对应的pwm控制信号。10.根据权利要求9所述的一种驱动电路，其特征在于，所述变压单元包括功率变压器，用于提高所述交流电压值，所述功率变压器包括初级线圈和次级线圈，所述初级线圈的第一端接所述第一mos管的源极和所述第二mos管的漏极的连接中间点，所述初级线圈的第二端接所述第三mos管的源极和所述第四mos管的漏极的连接中间点；所述滤波单元包括第一电感和第一电容，用于滤除所述交流电流的高倍频谐波分量；所述第一电感的第一端接所述次级线圈的第一端，所述第一电感的第二端接所述第一电容的第一端和所述换能单元的第一端，所述第一电容的第二端接所述次级线圈的第二端和所述换能单元的第二端。

技术总结
本发明公开了一种超声驱动系统的消除二、三、四次低倍频谐波的方法及驱动电路，其中方法包括：实时监测换能器的负载阻抗；计算驱动换能器的电压有效值；根据有效值计算适用于固定电压源的PWM信号的占空比数值，或者计算适用于固定占空比PWM信号的可变电压源的电压值。利用上面两种调制方式都可以在变压器的初级中产生不含低倍频谐波的第一交流电压；第一交流电压会在变压器的次级中感应出第二交流电压，此变压器可为第一和第二交流电压提供电气隔离并按实际负载需要升高或降低电压；第二交流电压传入低通滤波器中，输出第三交流电压。通过本发明可以实现以较低开关频率来驱动换能器以降低驱动电路的损耗，同时还能获得低失真的交流驱动电压。失真的交流驱动电压。失真的交流驱动电压。


技术研发人员：曹大为 余嘉
受保护的技术使用者：上海硕慧科技有限公司
技术研发日：2023.05.23
技术公布日：2023/8/13