在过载通信信道中的接收器（Rx）与发射器（Tx）之间的收发器方法与流程

在过载通信信道中的接收器(rx)与发射器(tx)之间的收发器方法
技术领域
1.本公开涉及适合于多输入多输出(mimo)通信(包括大规模mimo)的用于波束成形的方法和系统，旨在用于被在发射器和接收器的射频(rf)链(即，本地振荡器)处引起的相位噪声所扭曲的点对点时变毫米波多输入多输出(mimo)系统的有效波形设计。


背景技术：

2.据估计，到2030年将有超过1000亿台无线设备通过如物联网(iot)、第五代(5g)蜂窝无线电及其后续等新兴网络和模式互连。这一未来图景意味着设备密度的显著增加，伴随着资源竞争的激增。因此，与之前的第三代(3g)和第四代(4g)系统不同，未来的无线系统将以具有显著的资源过载的非正交接入为特征，而在第三代和第四代系统中，扩展码过载和载波聚合(ca)是旨在适度增加用户或信道容量的附加特征。
3.表述“资源过载”或“过载通信信道”通常是指由多个用户或发射器t同时使用的通信信道，这些用户或发射器的数量n
t
大于资源r的数量nr。在接收器处，多个所发射的信号将作为一个叠加的信号出现。信道还可能由于单个发射器发射了符号叠加并由此超出“传统”正交发射方案中的可用信道资源而过载。因此，“过载”出现在与如在正交发射方案中发现的单个发射器例如在时隙等期间对信道进行排他性访问的方案的相比中。例如，在使用非正交多址接入(noma)和欠定多输入多输出(mimo)信道的无线通信系统中可发现过载信道。
4.这种过载系统的主要挑战之一是在接收器处的检测，因为诸如迫零(zf)和最小均方误差(mmse)等众所周知的线性检测方法的误码率(ber)性能远低于作为用于检测过载通信信道中的信号的首选的最大似然(ml)检测的误码率性能。ml检测方法针对每个发射器确定所接收到的信号向量与对应于来自可能已经被发射的预定符号集的每个符号的信号向量之间的欧几里得距离，并因此允许在这种挑战性条件下估计已发射符号。其向量与所接收到的信号向量的距离最小的符号被选择为估计的已发射符号。然而显然，ml检测没有很好地适应更大的符号集和更大数量的发射器，因为需要在离散域中对大集合执行的计算数量呈指数增加。
5.毫米波(mmwave)技术最近受到关注，以用于实现高数据速率无线链路和满足带宽需求日益增长的数据应用的迫切要求。然而，相较于低频带系统，mmwave系统有可能产生显著路径损耗。
6.已经提出了大规模多输入多输出(mimo)技术来作为克服mmwave系统的这种缺点的解决方案。mmwave系统的短波长有助于促进大规模mimo技术的利用。短波长允许天线阵列中的天线(也称为辐射元件或辐射器)的尺寸相对较小，因此使得能够在天线阵列中实现大量天线，而该天线阵列可以很容易嵌入被发射器终端和接收器终端二者中。大规模mimo技术特别是在mmwave系统中的使用可以通过在每个终端处使用大量天线以提供高天线增益来帮助补偿mmwave通信中的链路损耗，从而有助于提高接收信噪功率比(snr)。
7.然而，实现大规模mimo可因为需要使用大量的射频(rf)链并且还需要大量开销来
用于信道反馈和波束成形(bf)训练而产生巨大的操作成本。
8.将基带域中的数字预编码与rf域中的模拟bf相结合的混合bf技术已经受到关注，以用于减少rf链的数量。然而，混合波束成形器的当前设计可能需要大量的资源来在混合bf接收器终端与发射器终端之间传送关于信道条件的反馈。例如，当前的混合波束成形器设计可能在发射器终端处需要瞬时且完美的信道状态信息，这意味着大量资源会消耗在传送来自接收器终端的反馈上。
9.因此，提供使用更有限的反馈来操作的用于波束成形的设计将是有用的。
10.us 2018234948公开了一种noma系统中的上行链路检测方法和设备。该方法包括：对与noma发射单元块相对应的第一终端集合中的每个终端重复执行导频激活检测，直到满足检测结束条件，其中，第一终端集合包括可以在noma发射单元块上发送上行链路数据的终端；在每个重复周期内，对通过导频激活检测而确定的第二终端集合中的每个终端执行信道估计，其中，第二终端集合包括在noma发射单元块上已经实际发射了上行链路数据的终端；以及在每个重复周期内，检测和解码第二终端集合中的每个终端的数据信道。us 2018234948描述了pdma、导频激活检测和启发式迭代算法。
11.wo 2017071540 a1公开了一种在非正交多址接入中的信号检测方法及设备，用于降低非正交多址接入中的信号检测的复杂度。该方法包括：确定信干噪比大于阈值的用户节点，将所确定的用户节点组成第一集合，以及将复用一个或多个信道节点的所有用户节点组成第二集合；通过前l次迭代过程确定由每个信道节点向第一集合中的每个用户节点发送的消息，其中，l大于1或小于n，n是正整数；根据通过前l次迭代过程确定的由每个信道节点向第一集合中的每个用户节点发送的消息，通过第l+1次到第n次迭代过程确定由每个信道节点向第二集合中的每个用户节点发送的消息；以及根据由每个信道节点向第二集合中的每个用户节点发送的消息，检测分别与每个用户节点相对应的数据信号。这意味着wo 2017071540描述了pdma、基于阈值的信号检测、迭代对数似然计算。
12.us 2018102882 a1描述了使用有限量控制信息的下行链路非正交多址接入。使用可用子载波的一部分来添加和发送被寻址到第一终端设备和一个或多个第二终端设备的符号的基站设备包括：功率设置单元，该功率设置单元将第一终端设备设置为比一个或多个第二终端设备低的能量；调度单元，该调度单元针对被寻址到一个或多个第二终端设备的信号执行与用于被寻址到第一终端设备的信号的资源分配不同的资源分配；以及mcs确定单元，该mcs确定单元控制调制方案，以使得在为被寻址到第一终端设备的信号分配资源时，由一个或多个第二终端设备使用的要添加到被寻址到第一终端设备的信号的调制方案相同。us 2018102882a1描述了功率域noma、发射和接收架构设计。
13.wo 2017057834 a1公开了一种在无线通信系统中终端基于非正交多址接入方案发送信号的方法，该方法可以包括以下步骤：从基站接收关于在预定义的非正交码本中为终端所选择的码本的信息以及包括关于从所选择的码本中选择的码字的信息的控制信息；基于关于所选择的码本的信息和关于从所选择的码本中选择的码字的信息，对要发送的上行链路数据执行资源映射；以及根据资源映射，向基站发送被映射到资源的上行链路数据。wo 2017057834揭示了基于预先设计的码本的noma、并行干扰消除、串行干扰消除、发射和接收架构设计。
14.wo 2018210256 a1公开了一种比特级操作。该比特级操作在调制和资源元素(re)
映射之前实施，以便使用标准(qam、qpsk、bpsk等)调制器来生成noma传输。通过这种方式，比特级操作被利用来以显著降低信号处理和硬件实施复杂度的方式实现noma的益处(例如，提高频谱效率、减少开销等)。比特级操作被专门设计用于产生比输入比特流更长的并且包括根据输入比特值计算的输出比特值的输出比特流，已使得当输出比特流受到调制(例如，m-ary qam、qpsk、bpsk)时，所产生的符号模拟扩频操作，这些符号本应由noma特定调制器或通过符号域扩展操作从输入比特流中生成。wo 2018210256提供了一种用于比特级编码和noma发射器设计的解决方案。
15.wo 2017204469 a1提供了用于实验数据的数据分析的系统和方法。该分析可以包括不直接从本实验生成的参考数据，这些参考数据可以是由用户提供的、由系统在来自用户的输入的情况下计算的、或由系统在不使用来自用户的任何输入的情况下计算的实验参数的值。建议这种参考数据的另一个示例可以是关于仪器的信息，诸如仪器的校准方法。
16.kr 20180091500 a涉及第5代(5g)或准5g通信系统以支持比诸如长期演进(lte)等第4代(4g)通信系统更高的数据速率。本公开用于支持多址接入。一种终端的操作方法包括以下过程：通过支持与至少一个其他终端的正交多址接入的第一资源发送至少一个第一参考信号；通过支持与至少一个其他终端的非正交多址接入的第二资源发送至少一个第二参考信号；以及根据与至少一个其他终端的非正交多址接入方案发送数据信号。kr 20180091500绘制了使用当前oma(lte)系统以及随机接入和用户检测的noma发射/接收方法的解决方案。
17.us 8488711 b2描述了一种用于欠定mimo系统的解码器，具有低解码复杂度。该解码器由两个阶段组成：1.通过slab解码器高效地获得所有有效候选点。2.通过对从阶段1获得的候选集合进行具有动态半径适应的交叉运算来找到最优解。还公开了重新排序策略。重新排序可以被并入所提出的解码算法中，以向欠定mimo系统提供较低的计算复杂度和近ml解码性能。us 8488711描述了一种用于欠定mimo且具有近ml性能的slab球形解码器。
18.jp 2017521885 a描述了用于无线通信系统中的分层调制和干扰消除的方法、系统和设备。支持各种部署场景，这些场景可以在基本调制层上以及在基本调制层上调制的增强调制层中提供通信，从而提供并发数据流，这些并发数据流被提供给相同或不同的用户设备。在示例中实现各种干扰减轻技术以补偿从小区内接收到的干扰信号、补偿从(一个或多个)其他小区接收到的干扰信号、和/或补偿从可以在相邻的无线通信网络中操作的其他无线电接收到的干扰信号。这意味着
19.jp 2017521885公开了用于多小区/多用户系统的分层调制和干扰消除。
20.ep 3427389 a1公开了一种在无线上行链路传输中的功率控制和资源选择的系统和方法。enodeb(enb)可以向多个用户设备(ue)发送下行链路信号，该下行链路信号包括提示ue在展现较高路径损耗水平的无线链路上基于较低的开环发射功率控制目标发送非正交信号的控制信息。较低的开环发射功率控制目标可以与具有较大带宽容量的信道资源集(诸如具有较高处理增益和/或较高编码增益的非正交扩展序列)相关联。当enb通过一个或多个非正交资源从ue接收到干扰信号时，enb可以对干扰信号执行信号干扰消除以至少部分地解码至少一个上行链路信号。干扰信号可以包括由不同ue根据控制信息发送的上行链路信号。ep 3427389给出了资源管理(发射功率、时间和频率)和传输策略的解决方案。
21.一般而言，如前所述，考虑到移动数据速率和大规模无线连接的需求不断增加，未
来的通信系统将面临诸如时间、空间和频率等无线资源的短缺。这种过载系统的主要挑战之一是在接收器处的检测，因为传统的线性检测方法表现出高的错误平层。为了克服这个问题，在过去已经提出了几种基于球形解码的新方法，这些方法阐明了它们达到最佳性能的能力，但是它们的复杂度(如在所引用的现有技术中所示的)随着发射信号维度(即，用户的数量)的大小呈指数增长，从而妨碍它们在如iot的实际用例和未来(无线)场景中的几种其他用例中的应用。
22.在提供高吞吐量数据速率的同时，由于有效利用了24ghz至300ghz之间的大范围可用频率，毫米波(mmwave)通信在过去十年中已经得到大力发展，其目标是在第五代及以上(5g+)和第六代(6g)网络中实现商业化和工业化。为了详细说明，在文献中已经提出了具有数字架构或混合架构的先进的波束成形方法。此外，专门的信道估计策略与上述的波束成形技术一起用来证明：在准静态信道场景下，可以通过mmwave系统实现每秒千兆比特(gbps)的吞吐量。
23.然而，最近已经认识到mmwave信道易于遭受路径阻塞，这可显著地降低系统性能。为了解决这一留存的基本挑战，最近已经提出了基于机器学习技术的主动式无线控制机制。尽管如此，还存在一个挑战，即假设估计的mmwave信道在数据传输期间保持恒定，使得波束成形器可以针对给定信道条件而被高度优化。虽然这种块衰落假设在相对静止的环境中是合理的，但在高移动性场景(包括在车辆到一切(v2x)和无人驾驶飞行器(uav)通信系统中所面临的那些场景)的情况下肯定不是如此。


技术实现要素：

24.为了解决该问题，已经越来越关注对时变mmwave信道的估计以及非相干机制，旨在提高mmwave系统对时变影响的稳健性。此外，最近还表明，在高频系统中，硬件损伤本身在相位噪声方面表现得最为显著，这进而可能对系统性能造成有害影响。尽管在文献中可以找到关于补偿时变现象造成的缺陷的mmwave波束成形器设计的一些最近研究，但据我们所知，尚未对用于时变mmwave信道的解析均方误差(mse)表达式和对应的同时考虑信号时域动态和相位噪声两者的最小均方误差(mmse)波形设计进行研究。
25.因此，在本技术中，提供了具有新颖的稳健mmse波束成形方法的非静止和时变mmwave通信的主题的解决方案，该方法进而基于对还合并了被建模为在发射器和接收器处的相位噪声的硬件缺陷影响的这种信道的原始mse分析。在本说明书的末尾使用符号和定义给出了在本专利申请全文中使用的主要参数列表。
26.权利要求1至9解决了要解决的问题。
27.该问题的解决方案的第一优选实施例是由一种在由信道矩阵(h)表征的过载通信信道中的至少一个接收器(rx)与至少一个发射器(tx)之间的计算机实施的收发器方法给出的，其中，在第一步骤内，发射器(tx)向接收器(rx)发出参考信号(pilots)，并且接收器(rx)估计信道矩阵(h)，在第二步骤内，接收器(rx)联合优化rx波束成形矩阵(w
bb
)和tx波束成形矩阵(f
bb
)，在第三步骤内，通过使用可靠的控制信道带外向发射器(tx)发送tx波束成形矩阵(f
bb
)。
28.该方法的另一优选实施例的特征在于，计算rx波束成形矩阵(w
bb
)和tx波束成形矩阵(f
bb
)，以使得能够通过优化最小均方误差(mmse)来在tx波束成形矩阵和rx波束
成形矩阵上执行交替优化，直到达到稳定点，并且在收敛后，tx波束成形矩阵被缩放以满足最大发射功率约束。
29.该方法的另一优选实施例的特征在于，最小均方误差(mmse)基于合并了硬件缺陷影响的这种信道矩阵(h)的均方误差(mse)，该硬件缺陷影响被建模为在发射器(tx)和接收器(rx)处的相位噪声。
30.该方法的另一优选实施例的特征在于，其中，rx波束成形矩阵(w
bb
)和tx波束成形矩阵(f
bb
)被集成在用于在无线电信网络的用户设备(ue)中以及在具有至少一个基站的基站中使用的波束成形电路系统中，该波束成形电路系统用于在用户设备(ue)处从网络接收请求用户设备(ue)选择非零整数波束的数据。
31.非常优选的实施例由一种用户设备(ue)给出，该ue包括：显示屏；以及波束成形电路系统。
32.本发明的另一实施例由一种在至少一个机器可读介质上提供的机器可读指令表示，这些机器可读指令当由具有至少一个基站的无线电信网络的用户设备(ue)执行时，使该ue的处理硬件从网络获得参考信号(pilots)，这些参考信号指定将要根据如权利要求1至4中任一项所述的在由信道矩阵(h)表征的过载通信信道中的至少一个接收器(rx)与至少一个发射器(tx)之间的计算机实施的收发器方法计算的非零整数波束。
33.本发明的另一实施例由如权利要求6所述的机器可读指令表示，这些机器可读指令用于使ue的处理硬件从ue向网络报告参考信号(pilots)，其中，以这种方式计算rx波束成形矩阵(w
bb
)和tx波束成形矩阵(f
bb
)：使得能够通过优化最小均方误差(mmse)来在tx波束成形矩阵和rx波束成形矩阵上执行交替优化，直到达到稳定点，并且在收敛后，tx波束成形矩阵被缩放以满足最大发射功率约束。
34.本发明的另一实施例由一种用于在无线电信网络的基站中使用的电路系统表示，该电路系统包括处理电路系统，用于准备以这种方式计算rx波束成形矩阵(w
bb
)和tx波束成形矩阵(f
bb
)：使得能够通过优化最小均方误差(mmse)来在tx波束成形矩阵和rx波束成形矩阵上执行交替优化，直到达到稳定点，并且在收敛后，tx波束成形矩阵被缩放以满足最大发射功率约束。
35.一种无线电信网络的基站包括：收发器；以及用于在基站中使用的电路系统。
附图说明
36.将参考附图进一步解释本发明，在附图中：
37.图1示出了关于发射器与接收器之间的相对速度的mse值。
38.图2示出了关于ofdm帧内的ofdm符号的mse值。
39.图3示出了关于于ofdm帧内的ofdm符号的mse值。
40.图4示出了系统参数和创造性计算。
具体实施方式
41.因此，在本技术中，提供了具有新颖的稳健mmse波束成形方法的非静止和时变mmwave通信，该方法进而基于对还合并了被建模为在发射器和接收器处的相位噪声的硬件缺陷影响的这种信道的原始mse分析。本发明方法的核心是：
42.1)给定系统参数(即，在前面的信道估计过程处获得的csi知识、tx与rx之间的相对速度、相位噪声方差)，计算(s1)。
43.2)对于所获得的解(s1)，计算(s2)，
44.3)迭代地计算(s1)和(s2)，直到它们收敛。4)结束该方法。
45.在图1中，使用先前接收到的信号数据集，以便计算估计以获得相位噪声的统计知识。然后，计算均方误差，并计算最小均方误差波形，这同时捕获了由硬件缺陷所引起的相位噪声的影响、以及由高移动性场景(诸如v2x和uav)所引起的信道老化的影响。在该方法中，保证收敛的基于交替优化的mmse波束成形方法被设计成最小化后面的mse表达式，并因此同时解决两个问题。所提出的方法在mse性能方面相对于现有技术替代方案的优点经由软件仿真来证实。由于mse表达式的可追溯性，可以考虑结合其他关注因素(诸如宽带传输、硬件缺陷、路径阻塞、离散相移限制、与智能反射表面(irs)的集成)将该方法扩展到被设计成处理其他度量的其他波束成形方案(诸如速率最大化替代方案)，作为该申请的直接扩展。一般来说，在第一步骤中，给定系统参数，即，在前面的信道估计过程处获得的csi知识、tx与rx之间的相对速度、相位噪声方差。实现本发明方法的结束，并分别将最终解用于在rx和tx处的波束成形矩阵。
46.在本技术中，描述了具有新颖的稳健mmse波束成形方法的非静止和时变mmwave通信，该方法进而基于对还合并了被建模为在发射器和接收器处的相位噪声的硬件缺陷影响的这种信道的原始mse分析。为了可读性，给出了在本技术全文中使用的主要参数列表。
47.信道和系统模型
48.在本节中，介绍在本技术全文中考虑的信道模型和系统模型，这些模型表征了相位噪声影响以及在高移动性mmwave通信系统中的信道老化现象。
49.按照现有文献，下文考虑众所周知的具有l个聚类的聚类mmwave信道模型，其中每个聚类具有c
l
个射线，其中，以便捕获mmwave信道的稀疏散射特性，这将在下一小节中详细描述。
50.信道模型
51.考虑mmwave多输入多输出(mimo)系统，其中，发射器和接收器都配备有分别具有n
t
和nr个天线的等间距方形平面阵列，以使得可以在提供有仰角和方位角控制的情况下执行发射波束成形和接收波束成形。然后，对应的信道矩阵可以写为：
[0052][0053]
其中，和分别是与第l个散射聚类的第c个射线相对应的到达角(aoa)仰角和出射角(aod)仰角；和分别表示与第l个散射聚类的第c个射线相对应的aoa方位角和aod方位角；模拟小范围信道衰落系数；并且阵列响应向量由下式给出
[0054][0055]
其中，
[0056][0057]
聚焦于采用相干正交频分复用(ofdm)信令的系统，在估计的信道矩阵在数据传输期间(即，相干时间间隔)被保留的假设下，在相关文献中发现的大多数现有技术的波形设计方法寻求联合优化发射波束成形矩阵和接收波束成形矩阵。虽然这种经典的块衰落信道假设在包括前几代宽带蜂窝网络的低移动性电信系统的情况下适用，但已经表明，在现实生活中，mmwave ofdm-mimo系统可能会遭受信道老化现象，这在高移动性场景(诸如v2x应用)中不可忽略。
[0058]
特别地，在等式(1)中出现的小范围衰落系数σ
l，c
的老化可以通过采用一阶ar模型来被并入
[0059][0060]
其中，表示严格正整数集合，时变分量是并且时间相关参数r被定义为
[0061][0062]
用n表示在数据传输期间的ofdm符号的数量，以使得时间索引τ∈{0，1，...，n-1}，根据等式(4)可以将等式(1)改写为
[0063][0064]
其中，假设aoa和aod在ofdm帧间隔期间是恒定的。考虑到ofdm帧间隔通常被设置为几毫秒，例如在第五代(5g)新无线电(nr)的背景下是10[ms]，则假设角度域的变化相比于小范围衰落量的变化可以被认为是最小的是合理的。
[0065]
由于在等式(5)中定义的相关参数r是δτ的函数，而在等式(4)中的ar模型需要常数，因此，出于分析的目的，有必要从预期应用的系统和环境参数中推导出r的最具代表性的值。为此，将相干时间间隔表示为tc，并由下式给出
[0066][0067]
其中，vc是光速，v表示发射器与接收器之间的相对速度，并且fc和λc分别描述载波频率和波长。
[0068]
请注意，在等式(7)中给出的相干时间tc被定义为信道自相关函数超过0.5的持续时间。阐明这一点后，考虑到ofdm系统以大小为d且采样率为ρ的离散傅里叶变换(dft)操作，每个ofdm符号的持续时间由下式给出
[0069]
[0070]
其中，γ表示保护间隔。
[0071]
给定等式(7)和等式(8)，在上文所定义的相干时间内的最大ofdm符号数量n
max
可以写为
[0072][0073]
其中，最后一个不等式提示ofdm块(即总传输周期)被包含在相干时间内。
[0074]
最后，在ar模型中要使用的时间相关参数r则可以根据上述的系统和环境参数被计算为22。请注意，在等式(10)中，由于log(0.5)＜0，因此在指数内的项总是非正的，这指示按照预期相关参数r与速度v成反比。
[0075][0076]
鉴于上述情况，可以开发等式(6)以表示老化的信道h(τ)与已知(估计的)信道h(0)的关系，即，
[0077][0078]
其中，以使得在τ＝0时只有h(0)，并且rz表示r的z次幂，其中，表示整数集。
[0079]
系统模型
[0080]
考虑到在上一小节中描述的时变信道模型，现在描述点对点mmwave ofdm-mimo通信系统的接收信号模型，其中，发射器和接收器都配备有全数字波束成形架构。3
[0081]
需要假设全数字波形结构，以便能够分析高移动性时变mmwave ofdm-mimo系统的可实现性能。在实践中，已知可以经由混合波束成形方法获得接近最优混合波束成形。
[0082]
此外，为了确定可实现的系统性能，在下文中考虑与在干扰利用(ie)文献中发现的符号级别预编码方法类似的动态波束成形机制。尽管动态波束成形的静态(固定)低复杂度可替代方案可以被视为后者的特殊情况，但该假设是为了说明从信道老化的感知中获得的可实现性能。
[0083]
用和分别表示发射波束成形矩阵和接收波束成形矩阵，并且利用等式(11)，在时间索引τ处的接收信号向量由下式给出
[0084][0085]
其中，是具有d个符号的发射符号向量，n表示具有零均值和协方差的独立同分布(i.i.d)循环对称加性高斯白噪声(awgn)向量，并且e
tx
和e
rx
是如下被建模为
和的相位噪声矩阵，其中，αn和βj分别是随机相位噪声变量，并且
[0086][0087]
其被引入以简化符号。
[0088]
se分析
[0089]
考虑到上述的信道和信号模型，在本节中呈现主要贡献之一，即等式(12)的mse分析。
[0090]
受最小化mse与提高各种性能目标之间的基本关系的启发，并根据基于mmse的波束成形的优先性，我们旨在实现可以同时补偿信道老化干扰和采用相位噪声形式的硬件缺陷的基于mmse的波束成形器的设计。为此，考虑被定义为接收信号与发射符号向量之间的平均平方误差的mse函数，即
[0091][0092]
其中，假设发射符号是归一化的，并且从给定的星座独立地得到。
[0093]
为了获得mse函数的更易于处理的表达式，需要对互相关项以及平均接收信号功率进行分析。受上述的启发，入以下引理。
[0094]
引理1：令则下式成立
[0095][0096]
其中，
[0097][0098]
其中，ψ(
·
)表示特征函数。证明：注意到e
tx
和e
rx
的期望分别等于在频率参数1的情况下的随机变量αn和βj的傅里叶变换，这意味着e
tx
和e
rx
的平均第n个和第j个对角线元素可以分别写为
[0099][0100][0101]
其中，p(αn)和p(βi)分别是相位噪声变量αn和βj的分布，从中立即认识到和是它们的特征函数，从而完成了证明。
[0102]
利用以上公式，互相关项可以重写为
[0103][0104]
其中，消失是由时变参数ω
l，c
的零均值导致的。
[0105]
为了促进进一步分析mse函数，提供以下引理。
[0106]
引理2：令和其中，表示厄米特半正定矩阵的集合。令是哈达玛积，则
[0107][0108]
其中，即，
[0109][0110]
并且由于舒尔积定理，成立。
[0111]
证明：等式(19)可以通过以下方式获得：观察到exeh的对角元素与x的对角元素相等，并且每个非对角元素被由两个指数组成的交叉项缩放，这可归结为对两个独立相移参数的特征函数求期望值，如等式(20)所示。
[0112]
接下来，将注意力转向平均接收信号功率，其由下式给出
[0113][0114]
其中，最后一个等式由引理2得出，并且为了符号简便，省略了时间索引τ并隐含地定义了量定义了量并且
[0115][0116]
将等式(18)和等式(21)代入等式(14)，最终获得下式
[0117][0118]
其中，时间索引在不需要时被省略以避免冗余，并且(23)捕获由于信道老化和相位噪声而导致的mse损失，这可以通过最小化来减轻。
[0119]
6.mmse波形设计
[0120]
在本节中，在前一节的mse分析上建立并引入了第二贡献，即新颖的mmse波形设计方法，该方法能够减轻由信道老化引起的时变扭曲和由硬件缺陷引起的相位噪声。
[0121]
7.a.所提出的设计
[0122]
利用舒尔积定理，在等式(23)中给出的mse表达式分别相对于w
bb
和f
bb
具有凸性。尽管如此，由于w
bb
与f
bb
之间的耦合，mse函数本身是非凸的，以使得经由交替优化框架进行的的最小化需要谨慎。
[0123]
然而，对于固定的f
bb
，可以通过对等式(23)求魏廷格导数(wirtinger derivative)来获得w
bb
的mmse设计。
[0124][0125]
它的解由下式给出
[0126][0127]
其中，
[0128]
类似地，通过跟踪运算的循环特性，可以获得在发射器处的mmse滤波器为
[0129][0130]
其产生
[0131][0132]
其中，
[0133]
利用方程(25)和(27)，可以在和上执行交替优化，直到达到稳定点。所定义的交替方法的收敛性如下保证。由于方程(25)和(27)以交替方式最小化mse成本函数，因此，在每个步骤中成本函数单调减小。再加上mse成本函数相对于变量w
bb
和f
bb
总是非负的(即有下限)，所定义的交替程序导致一定会收敛到稳定点。在收敛后，对进行缩放以满足最大发射功率约束。
[0134]
框架延伸
[0135]
如利用在等式(25)中给出的mmse接收滤波器所示，可以容易地通过应用以下引理所给出的，将对f
bb
的mse最小化扩展为它的速率最大化替代方案：
[0136]
引理3：令则-log|x的最大化等于tr(sx)-log|s|关于x的最小化，其中，在最优点处s＝x-1
。
[0137]
考虑到引理3，可以容易注意到，速率最大化滤波器可以从方程(23)的最小化问题的加权版本中获得，其权重矩阵s根据在先前的迭代中经由方程(25)和(27)更新的和来计算，尽管由于篇幅有限并且本小节的目的是为了说明本技术中给出的mse研究的可能扩展，因此，省略了所获得的明确表达式。结果是，上述的过程与所提出的mmse设
计具有相似的结构，并且因此可以经由交替优化框架来解决。
[0138]
性能评估
[0139]
在本节中，对所提出的波束成形方案进行仿真性能评估，比较它与两种现有技术替代方案，即mmse波束成形设计和速率最优特征波束成形设计，后面这两种替代方案在h(0)在数据传输期间静止的假设下操作。
[0140]
仿真设置符合ieee 802.11ad规范，其中，载波频率fc＝60[ghz]，dft大小d＝512，保护间隔γ被假设为每个ofdm符号长度的四分之一，并且ofdm采样率ρ＝2640[mhz]。聚类和每个聚类的射线的数量被假设为分别是l＝2和c
l
＝15，而ofdm符号的数量被设置为n＝256，并且数据流的数量是d＝2。最后，发射器与接收器之间的相对速度在[10，50][kmph]范围内变化，如通常在v2x通信系统中的低速城市场景中所考虑的。为了简单起见，在仿真中对发射功率进行归一化，以使得信噪比(snr)可以仅被表示为噪声功率n0的函数。
[0141]
相位噪声方差和被假设为是相同的，并且对于所有i和j，值得注意的是，相位噪声通常最好被建模为冯
·
米塞斯(也称为吉洪诺夫)随机变量，以使得对应的特征函数由给出，其中，i
φ
(
·
)描述φ阶的修改贝塞尔函数。然而，在方差非常低时，零均值吉洪诺夫和正态分布实际上变得难以区分。因此，尽管引理1适用于任何分布，但为了简单起见，在这里将αn和βi建模为零均值高斯随机变量，即和其中，特征函数分别由和给出。需要强调的是，在低方差的情况下，诸如在本技术中考虑的这种情况下，正态近似而不是冯
·
米塞斯分布在该上下文下是有效选择。
[0142]
关于所提出的方法与传统方法相比而言的复杂度，由于在等式(25)和(27)中给出的矩阵求逆，所提出的算法的复杂度量级是传统的方法(即，mmse和速率最优方法)也分别以相同的复杂度量级为特征，因为它们需要矩阵求逆和奇异值分解(svd)。因此，相对于传统方法，所提出的方法提供了显著的性能提升，而没有以复杂度量级为代价。
[0143]
从图2开始比较，其中，在中等snr＝24[db]下，在ofdm帧内的不同时间索引上平均的每个数字数据流的mse被示出为相对速度v[kmph]的函数。从图2中可以观察到，发现mmse方法对v敏感，在低移动性场景中展现出相对低的mse值，但在更高速度下展现出十分严重的误差水平。接着，速率最优方法虽然在低移动性下不如mmse方法，但响应于v的增长表现出较慢的增长趋势，从而对于信道动态显示出比mmse方法更好的弹性。
[0144]
此外，发现所提出的方案基本上胜过这两种现有技术方法，所提出的方案在相对速度v的整个范围上都比前述的两个方法有显著改善，这是由于它能够减轻信道老化和由硬件缺陷引起的相位噪声两者，如等式(23)所建模的。
[0145]
接下来，我们仔细研究比较了三种方法在对信道老化的弹性方面的性能。为了详细说明，在图2中比较了三种不同方法在ofdm帧的256个符号上的平均性能。接着，在图3中，
将通过这些方法实现的mse绘制成时间索引τ的函数，换句话说，在ofdm帧内的每个ofdm符号上。为了完整起见，示出了在多个实现上的逐点平均值(实线)以及所实现的mse的标准偏差(阴影区域)。可以看出，所提出的方法不仅在每个符号(即，在每个τ处)的平均误差方面超过现有技术替代方案，而且与传统的mmse对应方法相比，还减少了mse波动。
[0146]
最后，图4描绘了所提出的方法的根据针对不同速度v的迭代的收敛。尽管收敛本身如上所述地得到保证，但图4还显示出了与速度无关的快速收敛行为，指示所提出的方法可以以较少的迭代次数(即，少于5次迭代)收敛。由此，可以证明所提出的方法的稳健性以及它针对不同系统设置的稳定性。
[0147]
本技术描述了对mmwave mimo系统的领域的两个贡献。第一个是这种系统的mse的新表达式，其同时捕获由硬件缺陷引起的相位噪声的影响以及由高移动性场景(诸如v2x和uav)引起的信道老化的影响。第二个是保证收敛的基于交替优化的mmse波束成形方法，该方法被设计为最小化后面的mse表达式，并因此同时解决这两个问题。所提出的方法在mse性能方面相对于现有技术替代方案的优点经由软件仿真证实。应当注意，由于在本文中提出mse表达式的可追溯性，可以考虑结合其他关注因素(诸如宽带传输、硬件缺陷、路径阻塞、离散相移限制、与智能反射表面(irs)的集成)而将本技术扩展到被设计成处理其他度量的其他波束成形方案(诸如速率最大化替代方案)，作为该申请的直接扩展。
[0148]
关键量、参数和符号的缩写
[0149]
[0150]

技术特征：
1.一种在由信道矩阵(h)表征的过载通信信道中的至少一个接收器(rx)与至少一个发射器(tx)之间的计算机实施的收发器方法，其中，-在第一步骤内，发射器(tx)向接收器(rx)发出参考信号(pilots)，并且所述接收器(rx)估计所述信道矩阵(h)，-在第二步骤内，所述接收器(rx)联合优化rx波束成形矩阵(w
bb
)和tx波束成形矩阵(f
bb
)，-在第三步骤内，通过使用可靠的控制信道在带外向所述发射器(tx)发送tx波束成形矩阵(f
bb
)。2.如权利要求1所述的方法，其中，以如下方式计算rx波束成形矩阵(w
bb
)和tx波束成形矩阵(f
bb
)：能够通过优化最小均方误差(mmse)来在tx波束成形矩阵和rx波束成形矩阵上执行交替优化，直到达到稳定点，并且在收敛后，tx波束成形矩阵被缩放以满足最大发射功率约束。3.如权利要求1或2所述的方法，其中，最小均方误差(mmse)基于合并了硬件缺陷影响的所述信道矩阵(h)的均方误差(mse)，所述硬件缺陷影响被建模为在所述发射器(tx)和所述接收器(rx)处的相位噪声。4.如权利要求1至3中任一项所述的方法，其中，rx波束成形矩阵(w
bb
)和tx波束成形矩阵(f
bb
)被集成在用于在无线电信网络的用户设备(ue)中和在具有至少一个基站的基站中使用的波束成形电路系统中，所述波束成形电路系统用于在所述用户设备(ue)处从所述网络接收请求所述ue选择非零整数波束的数据。5.一种用户设备(ue)，包括：显示屏；以及根据权利要求4所述的波束成形电路系统。6.一种在至少一个机器可读介质上提供的机器可读指令，所述机器可读指令当由具有至少一个基站的无线电信网络的用户设备(ue)执行时，使所述ue的处理硬件从所述网络获得参考信号(pilots)，所述参考信号指定将要根据如权利要求1至4中任一项所述的在由信道矩阵(h)表征的过载通信信道中的至少一个接收器(rx)与至少一个发射器(tx)之间的计算机实施的收发器方法计算的非零整数波束。7.如权利要求6所述的机器可读指令，为了使所述ue的处理硬件从所述ue向所述网络报告参考信号(pilots)，其中，以如下方式计算所述rx波束成形矩阵(w
bb
)和所述tx波束成形矩阵(f
bb
)：能够通过优化最小均方误差(mmse)来在tx波束成形矩阵和rx波束成形矩阵上执行交替优化，直到达到稳定点，并且在收敛后，tx波束成形矩阵被缩放以满足最大发射功率约束。8.一种用于在无线电信网络的基站中使用的电路系统，所述电路系统包括：处理电路系统，所述处理电路系统准备以如下方式计算rx波束成形矩阵(w
bb
)和tx波束成形矩阵(f
bb
)：能够通过优化最小均方误差(mmse)来在tx波束成形矩阵和rx波束成形矩阵上执行交替优化，直到达到稳定点，并且在收敛后，tx波束成形矩阵被
缩放以满足最大发射功率约束。9.一种无线电信网络的基站，包括：收发器，以及如权利要求8所述的用于在基站中使用的电路系统。

技术总结
一种在由信道矩阵(H)表征的过载通信信道中的至少一个接收器(Rx)与至少一个发射器(Tx)之间的收发器方法，其中，在第一步骤内，发射器(Tx)向接收器(Rx)发出参考信号(PILOTS)，并且接收器(Rx)估计信道矩阵(H)，在第二步骤内，接收器(Rx)联合优化RX波束成形矩阵(W


技术研发人员：D
受保护的技术使用者：大陆汽车科技有限公司
技术研发日：2021.12.15
技术公布日：2023/8/24