一种穿轴式轴带电机并网控制器设计方法与流程

1.本发明涉及一种并网控制器滑模控制技术，尤其涉及轴带电机并网滑模控制器设计，属于电机并网控制技术领域。


背景技术：

2.船舶轴带发电系统能够提高主机对能源的利用率，传统穿轴式轴带电机以定转子磁动势为基础，采用矢量控制的方式，使同步旋转坐标系下的m轴与功率绕组磁链方向重合，该种线性控制方式比较复杂，需在控制过程中完成解耦，解耦过程比较复杂，因此动态响应能力差、动态特性差。


技术实现要素：

3.本发明的目的是：使电网电压突变时电机功率绕组输出电压响应更快。
4.为了达到上述目的，本发明的技术方案是提供了一种穿轴式轴带电机并网控制器设计方法，其特征在于，包括以下步骤：
5.步骤1、将各定子绕组旋转d-q坐标系以本身旋转磁场同步旋转而建立任意坐标系下d-q穿轴式轴带电机数学模型，该d-q穿轴式轴带电机数学模型的控制绕组输入量为经过变换后的正弦交流量，且保留了转子绕组参数变为常数；再根据坐标变换原理得到双同步速数学模型；
6.步骤2、建立空载运行数学模型：
7.实现步骤1所建立的双同步速数学模型并网矢量控制，利用磁场定向控制思想，使定子总磁链的方向与m-t同步旋转坐标系中m轴轴线重合，使等效电流分解为激磁电流im和转矩电流it，得到磁场定向控制坐标系下定子m-t双同步速数学模型，进而获得电机空载状态下的bdfg空载数学模型；
8.步骤3、基于bdfg空载数学模型进行滑模控制器的设计。
9.优选地，建立任意坐标系下d-q穿轴式轴带电机数学模型包括以下步骤：
10.步骤101、经过简化得到任意d-q坐标系下的磁链和电压方程；
11.步骤102、根据坐标变换理论，将总电磁转矩方程变换到d-q同步旋转坐标系；
12.步骤103、获得电机机械运动方程；
13.步骤104、结合步骤101至步骤104所获得的公式建立所述d-q穿轴式轴带电机数学模型。
14.优选地，步骤101中，经过简化得到任意d-q坐标系下的磁链和电压方程如下式所示：
[0015][0016][0017]
式中，ψ
spd
表示d轴绕组磁链、ψ
spq
表示q轴绕组磁链、ψ”scd
表示d轴绕组磁链2阶导、ψ”scq
表示q轴绕组磁链2阶导、ψ'
rd
表示d轴转子磁链2阶导、ψ'
rq
表示q轴转子磁链2阶导、l
sp
表示pw绕组功率绕组矩阵、l”sc
表示控制绕组矩阵二阶导数、l'r表示转子绕组矩阵、m
pr
表示转子功率矩阵、m”cr
表示转子控制矩阵、i
spd
表示d轴绕组电流、i
spq
表示q轴绕组电流、i”scd
表示d轴绕组电流2阶导、i”scq
表示q轴绕组电流2阶导、i'
rd
表示d轴转子电流、i'
rq
表示q轴转子电流、u
spd
表示d轴绕组电压、u
spq
表示q轴绕组电压、u”scd
表示d轴绕组电压2阶导、u”scq
表示q轴绕组电压2阶导、u'
rd
表示d轴转子电压、u'
rq
表示q轴转子电压、r
sp
表示绕组电阻矩阵、s表示微分算子、ω表示角速度、ωr表示转子角速度、ω
sc
表示绕组角速度、r”sc
表示cw绕组电阻2阶导、r'r表示转子电阻导数；
[0018]
步骤102中，将总电磁转矩方程变换到d-q同步旋转坐标系下并化简得：
[0019][0020]
式中，tc表示总电磁转矩、t
cmp
表示功率绕组子系统电磁转矩、t
cmc
表示控制绕组子系统电磁转矩、p
sp
表示pw绕组极对数、p
sc
表示cw绕组极对数、i
scq
表示q轴绕组电流、i
scd
表示d轴绕组电流；
[0021]
步骤103中，电机机械运动方程为：
[0022]
jsωr＝t
l-t
e-fωr[0023]
式中，j表示转动惯量、t
l
表示电机输入机械转矩、te表示阻转性质电磁转矩、f表示转子摩擦系数；
[0024]
步骤104中，由步骤101至步骤103中所记载的公式共同构成任意速两相同步旋转任意d-q坐标系下bdfg动态数学模型。
[0025]
优选地，步骤1中，所获得的双同步速数学模型包括电压方程以及磁链方程，表示为：
[0026]
电压方程：
[0027]
[0028][0029][0030]
式中，u
pds
表示d轴pw绕组电压、u
pqs
表示q轴pw绕组电压、u
cds
表示d轴cw绕组电压、u
cqs
表示q轴cw绕组电压、u
pdr
表示d轴转子绕组电压、u
pqr
表示q轴转子绕组电压、i
pds
表示d轴pw绕组电流、i
pqs
表示q轴pw绕组电流、i
cds
表示d轴cw绕组电流、i
cqs
表示q轴cw绕组电流、i
pdr
表示d轴转子绕组电流、i
pqr
表示d轴转子绕组电流、ψpds表示d轴pw绕组磁链、ψpqs表示d轴pw绕组磁链、ψ
cds
表示d轴cw绕组磁链、ψ
cqs
表示q轴cw绕组磁链、ψ
pdr
表示d轴转子绕组磁链、ψ
pqr
表示q轴转子绕组磁链、r
sp
表示pw绕组电阻、r
sc
表示cw绕组电阻、rr表示转子绕组电阻、s表示微分算子、ω
p
表示d轴角速度、ωc表示q轴角速度、ωs表示稳态角速度；
[0031]
磁链方程：
[0032][0033][0034][0035]
式中，ψ
rd
表示d轴转子磁链、ψ
rq
表示q轴转子磁链、l
sp
表示功率绕组矩阵、l
sc
表示控制绕组矩阵、m
pr
表示转子pw绕组矩阵、m
cr
表示转子cw绕组矩阵、lr表示转子绕组电感矩阵。
[0036]
优选地，步骤1中，在转子短接的情况下，对所述双同步速数学模型的电压方程以及磁链方程整理得到定子双同步速模型的电压方程形式，如下式所示：
[0037][0038]
式中，lc表示q轴电感分量。
[0039]
优选地，步骤2中，所获得的定子m-t双同步速数学模型包括m-t同步旋转坐标系下电压方程以及m-t同步旋转坐标系下磁链方程。
[0040]
优选地，步骤2中，所述m-t同步旋转坐标系下电压方程表示为：
[0041][0042]
[0043][0044]
式中，u
pms
表示m轴pw绕组电压、u
pts
表示t轴pw绕组电压、u
cms
表示m轴cw绕组电压、u
cts
表示t轴cw绕组电压、i
pms
表示m轴pw绕组电流、i
pts
表示t轴pw绕组电流、i
cms
表示m轴cw绕组电流、i
cts
表示t轴cw绕组电流、i
pmr
表示m轴转子绕组电流、ψ
pms
表示m轴pw绕组磁链、ψ
pts
表示t轴pw绕组磁链、ψ
cms
表示m轴cw绕组磁链、ψ
cts
表示t轴cw绕组磁链、ψ
pmr
表示m轴转子绕组磁链、ψ
ptr
表示t轴转子绕组磁链。
[0045]
优选地，步骤2中，所述m-t同步旋转坐标系下磁链方程表示为：
[0046][0047][0048][0049][0050]
优选地，步骤2中，所述bdfg空载数学模型包括电压方程以及磁链方程，其中：
[0051]
电压方程表示为：
[0052][0053][0054][0055]
磁链方程方程表示为：
[0056][0057][0058]
[0059]
优选地，所述步骤3中，所获得的滑模控制器表示为：
[0060][0061]
式中：
[0062][0063][0064]
其中，表示m轴电流给定值的导数，表示t轴电流给定值的导数，sat(
·
)表示饱和函数，k1、k2、k3、k4表示滑膜系数，
[0065]
本发明提供的控制器设计方法基于传递函数模型，通过建立任意坐标系下d-q穿轴式轴带电机数学模型，利用磁场定向控制理论建立空载运行数学模型，基于该模型建立pi控制器和滑模控制器，将两种控制器的性能进行对比仿真，与传统的pi控制器相比，本发明设计的穿轴式轴带电机并网滑模控制器结构更简单，且具有更好的控制效果和稳定性，比传统pi控制动态响应能力更强。另外，本发明将该控制器成功应用于轴带发电机并网控制系统中，经过仿真验证，表现出更好的响应效果，说明本发明的控制器设计方法具有实际应用价值。
附图说明
[0066]
图1示意了bdfg双同步坐标系与转子机械速之间关系；
[0067]
图2示意了定子pw磁场定向参考坐标系；
[0068]
图3a以及图3b示意了pw端a相电压vpa与电网a相电压uga仿真波形，其中，图3a示意了电机启动时并网调节过程仿真模型，图3b示意了转速波动时两种控制作用下a相电压差绝对值；
[0069]
图4a以及图4b示意了电网电压突变时电机功率绕组输出端电压响应波形，其中，图4a示意了电网电压突变时功率绕组输出电压相应波形，图4b示意了电网电压突变时a相电压差绝对值。
具体实施方式
[0070]
下面结合具体实施例，进一步阐述本发明。应理解，这些实施例仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围。此外应理解，在阅读了本发明讲授的内容之后，本领域技术人员可以对本发明作各种改动或修改，这些等价形式同样落于本技术所附权利要求书所限定的范围。
[0071]
本实施例公开的一种穿轴式轴带电机并网控制器设计方法具体包括以下步骤：
[0072]
步骤1、建立穿轴式轴带电机数学模型
[0073]
经过简化得到任意d-q坐标系下的磁链和电压方程：1
[0074][0075][0076]
式(1)、(2)中，式中，ψ
spd
表示d轴绕组磁链、ψ
spq
表示q轴绕组磁链、ψ”scd
表示d轴绕组磁链2阶导、ψ”scq
表示q轴绕组磁链2阶导、ψ'
rd
表示d轴转子磁链2阶导、ψ'
rq
表示q轴转子磁链2阶导、l
sp
表示pw绕组功率绕组矩阵、l”sc
表示控制绕组矩阵二阶导数、l'r表示转子绕组矩阵、m
pr
表示转子功率矩阵、m”cr
表示转子控制矩阵、i
spd
表示d轴绕组电流、i
spq
表示q轴绕组电流、i”scd
表示d轴绕组电流2阶导、i”scq
表示q轴绕组电流2阶导、i'
rd
表示d轴转子电流、i'
rq
表示q轴转子电流、u
spd
表示d轴绕组电压、u
spq
表示q轴绕组电压、u”scd
表示d轴绕组电压2阶导、u”scq
表示q轴绕组电压2阶导、u'
rd
表示d轴转子电压、u'
rq
表示q轴转子电压、r
sp
表示绕组电阻矩阵、s表示微分算子、ω表示角速度、ωr表示转子角速度、ω
sc
表示绕组角速度、r”sc
表示cw绕组电阻2阶导、r'r表示转子电阻导数；
[0077]
根据坐标变换理论，可将总电磁转矩方程变换到d-q同步旋转坐标系下可得：
[0078][0079]
式(3)中tc表示总电磁转矩、t
cmp
表示功率绕组子系统电磁转矩、t
cmc
表示控制绕组子系统电磁转矩、i
spabc
表示静止坐标系pw绕组电流、m
spr
表示转子pw绕组矩阵、θr表示转子角度、i
rabc
表示静止坐标下转子电流、i
scabc
表示静止坐标系下cw绕组电流、m
scr
表示转子cw绕组矩阵、t
sp
表示pw绕组电磁转矩、i
spdq
表示dq坐标系下pw绕组电流、i
rdq
表示dq坐标系下转子电流、t
sc
表示(cw绕组电磁转矩、i
scdq
表示dq坐标系下cw绕组电流；
[0080]
简化式(3)可得：
[0081][0082]
式中，p
sp
表示pw绕组极对数、p
sc
表示cw绕组极对数。
[0083]
电机机械运动方程为：
[0084]
jsωr＝t
l-t
e-fωrꢀꢀ
(4)
[0085]
式(4)中，j表示转动惯量、t
l
表示电机输入机械转矩、te表示阻转性质电磁转矩、f
表示转子摩擦系数；
[0086]
式(1)～式(4)共同构成任意速两相同步旋转任意d-q坐标系下bdfg动态数学模型。
[0087]
将ω＝p
sp
ωr代入式(2)得到转子速d-q数学模型电压矩阵形式，ω表示绕组极对数与转子角速度乘积：
[0088][0089]
式(5)中，u
scd
表示d轴cw绕组电压、u
scq
表示q轴cw绕组电压、u
rd
表示d轴转子绕组电压、u
rq
表示q轴转子绕组电压、m
cr
表示转子绕组矩阵、l
sc
表示cw绕组电感、lr表示转子电感、rr表示转子电阻、i
scd
表示d轴pw绕组电流、i
scq
表示q轴pw绕组电流、i
rd
表示d轴转子电流、i
rq
表示q轴转子电流。
[0090]
本发明提出的定子双同步速数学模型是将各定子绕组旋转d-q坐标系以本身旋转磁场同步旋转而建立的数学模型，相较于转子机械速d-q数学模型，控制绕组输入量为经过变换后的正弦交流量，更易与双pwm变频器输出变量耦合，有利于控制。由式(5)知，该数学模型保留了转子绕组参数变为常数的优点，简化了计算量，为无刷双馈电机性能分析和闭环控制提供了更为基础和实用的理论支撑。
[0091]
为此，将各定子绕组旋转d-q坐标系以本身旋转磁场同步旋转，所建立的数学模型称为定子双同步速数学模型。
[0092]
bdfg双同步坐标系与转子机械速之间的关系如图1所示，在双同步速坐标系下，令ω
sp
＝ω
p
、ω
sc
＝-ωc，ω
sp
表示pw绕组角速度、ωc表示q轴角速度分量、ω
p
表示d轴角速度分量，取ω
sp
旋转的方向为正方向。假定初始相位角θ0＝0，可得稳态条件下，旋转角速度与角度之间的关系有：θ
spr
＝(ω
p-p
sp
ωr)t，θ
sp
＝ω
p
t，θ
sc
＝-ωct，θ
scr
＝(ωc+p
sc
ωr)t，其中，θ
spr
表示转子pw绕组相位角、θ
sp
表示d轴绕组相位角、θ
sc
表示q轴绕组相位角、θ
scr
表示转子cw绕组相位角、p
sc
表示pw绕组极对数。稳态时，ω
p-p
sp
ωr＝ωc+p
sc
ωr＝ωs，ωs表示稳态角速度，可得三相a-b-c静止坐标系下至定子双同步坐标系下变换矩阵。
[0093]
根据坐标变换原理得到双同步速数学模型(仅定子功率绕组采用发电机惯例，其它绕组采用电动机惯例)
[0094]
电压方程：
[0095][0096]
[0097][0098]
式中，u
pds
表示d轴pw绕组电压、u
pqs
表示q轴pw绕组电压、u
cds
表示d轴cw绕组电压、u
cqs
表示q轴cw绕组电压、u
pdr
表示d轴转子绕组电压、u
pqr
表示q轴转子绕组电压、i
pds
表示d轴pw绕组电流、i
pqs
表示q轴pw绕组电流、i
cds
表示d轴cw绕组电流、i
cqs
表示q轴cw绕组电流、i
pdr
表示d轴转子绕组电流、i
pqr
表示d轴转子绕组电流、ψ
pds
表示d轴pw绕组磁链、ψ
pqs
表示d轴pw绕组磁链、ψ
cds
表示d轴cw绕组磁链、ψ
cqs
表示q轴cw绕组磁链、ψ
pdr
表示d轴转子绕组磁链、r
sp
表示pw绕组电阻、r
sc
表示cw绕组电阻。
[0099]
磁链方程：
[0100][0101][0102][0103]
式中，ψ
rd
表示d轴转子磁链、ψ
rq
表示q轴转子磁链。
[0104]
由于转子短接，所以有u
dr
＝0，u
pqr
＝0，u
dr
表示d轴转子电压。经过整理可得到定子双同步速模型的电压方程形式
[0105][0106]
式中，lc表示q轴电感分量、ωc表示q轴角速度分量。
[0107]
本发明建立的双同步速数学模型，其输入输出量在电机稳定运行时为直流量，不再随着时间改变，其动态数学模型得以简化，且控制更易实现。
[0108]
步骤2、建立空载运行数学模型
[0109]
为进一步实现bdfg并网矢量控制，利用磁场定向控制思想，使定子总磁链的方向与m-t同步旋转坐标系中m轴轴线重合，使等效电流可以分解为激磁电流im和转矩电流it，m-t同步旋转坐标系也称为磁场定向控制坐标系。应用磁场定向控制思想，需要得到磁场定向控制坐标系下定子m-t双同步速数学模型。
[0110]
将式(6)～式(12)改写成m-t同步旋转坐标系下数学模型。
[0111]
m-t同步旋转坐标系下电压方程
[0112]
[0113][0114][0115]
式中，u
pms
表示m轴pw绕组电压、u
pts
表示t轴pw绕组电压、u
cms
表示m轴cw绕组电压、u
cts
表示t轴cw绕组电压、i
pms
表示m轴pw绕组电流、i
pts
表示t轴pw绕组电流、i
cms
表示m轴cw绕组电流、i
cts
表示t轴cw绕组电流、i
pmr
表示m轴转子绕组电流、ψ
pms
表示m轴pw绕组磁链、ψ
pts
表示t轴pw绕组磁链、ψ
cms
表示m轴cw绕组磁链、ψ
cts
表示t轴cw绕组磁链、ψ
pmr
表示m轴转子绕组磁链、ψ
ptr
表示t轴转子绕组磁链。
[0116]
m-t同步旋转坐标系下磁链方程
[0117][0118][0119][0120][0121]
电机空载状态下，bdfg功率绕组与电网断开，功率绕组电流分量为零。将i
pms
代入式(13)～式(18)，得到电压方程：
[0122][0123][0124][0125]
磁链方程：
[0126][0127]
[0128][0129]
式(20)～(25)共同构成bdfg空载数学模型。
[0130]
步骤3、空载并网控制策略
[0131]
通过bdfg空载m-t同步旋转坐标系下数学模型，可以推导得到bdfg空载并网控制策略。在空载并网控制中，采用pw磁场定向矢量控制，各电磁量空间矢量关系如图2所示。由于pw端未接入电网，忽略pw电阻，pw磁链矢量与m轴相互重合，t轴在逆时针方向上超前m轴90度。在空间上，pw电压矢量落后于pw磁链矢量90度，即pw电压矢量与pw磁链矢量t轴负方向重合。pw磁链维持不变，由公式(20)推导可得：
[0132][0133]
式中，u
ps
表示pw绕组电压、ψ
ps
表示pw绕组磁链、ω
p
表示d轴角速度。
[0134]
将公式(26)代入磁链方程求得：
[0135][0136]
由公式(27)可整理为：
[0137][0138]
将公式(27)代入公式(22)和公式(25)，求得cw电流方程：
[0139][0140]
忽略转子内阻，化简得到：
[0141][0142]
公式(30)为无刷双馈电机控制绕组电流给定值的计算式。
[0143]
通过公式(21)和(24)，稳态情况下微分量为0，求得cw电压方程：
[0144][0145]
通过公式(31)设计pi控制器：
[0146][0147]
公式(32)中：k
pm
、k
im
为m轴pi控制器参数；k
pt
、k
it
为t轴pi控制器参数；δu
cms
、δu
cts
分别为m轴、t轴电流前馈解耦控制；表示m轴电流给定值，表示t轴电流给定值；
为电流闭环两个pi环节。
[0148]
公式(30)和(32)构成空载并网控制pi控制器。
[0149]
步骤4、无刷双馈电机空载并网滑模结构控制策略
[0150]
控制绕组电流给定量反映了船舶电网信息，对控制绕组电流进行闭环控制，可以得到与电网参数相一致的信息。根据滑模变结构控制原理，进行滑模控制器的设计。
[0151]
首先定义滑模超平面：
[0152][0153]
公式求导可得：
[0154][0155]
将公式(31)代入公式(34)中，得到：
[0156][0157]
为保证状态变量在有限的时间内到达滑模超平面，选取指数趋近律，令
[0158][0159]
公式(36)中，k1、k2、k3、k4表示滑模系数，可凭借经验设定。
[0160]
联立公式(30)、(33)～(36)可设计滑模并网控制器：
[0161][0162]
式中：
[0163][0164][0165]
其中，sat(
·
)表示饱和函数。
[0166]
(1)电机启动与转速突变仿真
[0167]
本发明中仿真条件为：仿真时间0.5s、电机初始速度为亚同步速400r/min、0.06s时转速突变至500r/min。滑模变结构控制下，功率绕组输出端电压的误差快速减少，在约0.3个时钟周期(6ms)后跟踪上电网电压并保持稳定，动态响应能力优于传统pi控制。在负载扰动下，该控制策略可有效抑制无刷双馈电机的振荡，实现了系统的稳定运行。因此，本发明提出的滑模变结构控制策略在无刷双馈电机空载并网控制方面具有广泛的应用前景。
[0168]
(2)电机稳态运行时，船舶电网电压在0.15s时下降12％，0.20s时恢复到设定值。此时，滑模控制下功率绕组输出端电压出现较大的尖峰，与电网电压之间的差值为200v，但
随后快速跟踪和保持电网电压，误差迅速减小趋于零。相比之下，pi控制产生更大的电压差值，且跟踪时间更长。因此，本发明提出的滑模变结构控制策略在电网电压突变时表现出优异的动态响应性能和鲁棒性能，具有应用潜力。

技术特征：
1.一种穿轴式轴带电机并网控制器设计方法，其特征在于，包括以下步骤：步骤1、将各定子绕组旋转d-q坐标系以本身旋转磁场同步旋转而建立任意坐标系下d-q穿轴式轴带电机数学模型，该d-q穿轴式轴带电机数学模型的控制绕组输入量为经过变换后的正弦交流量，且保留了转子绕组参数变为常数；再根据坐标变换原理得到双同步速数学模型；步骤2、建立空载运行数学模型：实现步骤1所建立的双同步速数学模型并网矢量控制，利用磁场定向控制思想，使定子总磁链的方向与m-t同步旋转坐标系中m轴轴线重合，使等效电流分解为激磁电流im和转矩电流it，得到磁场定向控制坐标系下定子m-t双同步速数学模型，进而获得电机空载状态下的bdfg空载数学模型；步骤3、基于bdfg空载数学模型进行滑模控制器的设计。2.如权利要求1所述的一种穿轴式轴带电机并网控制器设计方法，其特征在于，建立任意坐标系下d-q穿轴式轴带电机数学模型包括以下步骤：步骤101、经过简化得到任意d-q坐标系下的磁链和电压方程；步骤102、根据坐标变换理论，将总电磁转矩方程变换到d-q同步旋转坐标系；步骤103、获得电机机械运动方程；步骤104、结合步骤101至步骤104所获得的公式建立所述d-q穿轴式轴带电机数学模型。3.如权利要求2所述的一种穿轴式轴带电机并网控制器设计方法，其特征在于，步骤101中，经过简化得到任意d-q坐标系下的磁链和电压方程如下式所示：q坐标系下的磁链和电压方程如下式所示：式中，ψ
spd
表示d轴绕组磁链、ψ
spq
表示q轴绕组磁链、ψ”scd
表示d轴绕组磁链2阶导、ψ”scq
表示q轴绕组磁链2阶导、ψ'
rd
表示d轴转子磁链2阶导、ψ'
rq
表示q轴转子磁链2阶导、l
sp
表示pw绕组功率绕组矩阵、l”sc
表示控制绕组矩阵二阶导数、l'
r
表示转子绕组矩阵、m
pr
表示转子功率矩阵、m”cr
表示转子控制矩阵、i
spd
表示d轴绕组电流、i
spq
表示q轴绕组电流、i”scd
表示d轴绕组电流2阶导、i”scq
表示q轴绕组电流2阶导、i'
rd
表示d轴转子电流、i'
rq
表示q轴转子电流、u
spd
表示d轴绕组电压、u
spq
表示q轴绕组电压、u”scd
表示d轴绕组电压2阶导、u”scq
表示q轴绕组电压2阶导、u'
rd
表示d轴转子电压、u'
rq
表示q轴转子电压、r
sp
表示绕组电阻矩阵、s表示微分算子、ω表示角速度、ω
r
表示转子角速度、ω
sc
表示绕组角速度、r”sc
表示cw绕组电阻2
阶导、r'
r
表示转子电阻导数；步骤102中，将总电磁转矩方程变换到d-q同步旋转坐标系下并化简得：式中，；t
c
表示总电磁转矩、t
cmp
表示功率绕组子系统电磁转矩、t
cmc
表示控制绕组子系统电磁转矩、p
sp
表示pw绕组极对数、p
sc
表示cw绕组极对数、i
scq
表示q轴绕组电流、i
scd
表示d轴绕组电流；步骤103中，电机机械运动方程为：jsω
r
＝t
f-t
e-fω
r
式中，j表示转动惯量、t
l
表示电机输入机械转矩、t
e
表示阻转性质电磁转矩、f表示转子摩擦系数；步骤104中，由步骤101至步骤103中所记载的公式共同构成任意速两相同步旋转任意d-q坐标系下bdfg动态数学模型。4.如权利要求3所述的一种穿轴式轴带电机并网控制器设计方法，其特征在于，步骤1中，所获得的双同步速数学模型包括电压方程以及磁链方程，表示为：电压方程：电压方程：电压方程：式中，u
pds
表示d轴pw绕组电压、u
pqs
表示q轴pw绕组电压、u
cds
表示d轴cw绕组电压、u
cqs
表示q轴cw绕组电压、u
pdr
表示d轴转子绕组电压、u
pqr
表示q轴转子绕组电压、i
pds
表示d轴pw绕组电流、i
pqs
表示q轴pw绕组电流、i
cds
表示d轴cw绕组电流、i
cqs
表示q轴cw绕组电流、i
pdr
表示d轴转子绕组电流、i
pqr
表示d轴转子绕组电流、ψ
pds
表示d轴pw绕组磁链、ψ
pqs
表示d轴pw绕组磁链、ψ
cds
表示d轴cw绕组磁链、ψ
cqs
表示q轴cw绕组磁链、ψ
pdr
表示d轴转子绕组磁链、ψ
pqr
表示q轴转子绕组磁链、r
sp
表示pw绕组电阻、r
sc
表示cw绕组电阻、r
r
表示转子绕组电阻、s表示微分算子、ω
p
表示d轴角速度、ω
c
表示q轴角速度、ω
s
表示稳态角速度；磁链方程：磁链方程：磁链方程：式中，ψ
rd
表示d轴转子磁链、ψ
rq
表示q轴转子磁链、l
sp
表示功率绕组矩阵、l
sc
表示控制绕
组矩阵、m
pr
表示转子pw绕组矩阵、m
cr
表示转子cw绕组矩阵、l
r
表示转子绕组电感矩阵。5.如权利要求4所述的一种穿轴式轴带电机并网控制器设计方法，其特征在于，步骤1中，在转子短接的情况下，对所述双同步速数学模型的电压方程以及磁链方程整理得到定子双同步速模型的电压方程形式，如下式所示：式中，l
c
表示q轴电感分量。6.如权利要求4所述的一种穿轴式轴带电机并网控制器设计方法，其特征在于，步骤2中，所获得的定子m-t双同步速数学模型包括m-t同步旋转坐标系下电压方程以及m-t同步旋转坐标系下磁链方程。7.如权利要求6所述的一种穿轴式轴带电机并网控制器设计方法，其特征在于，步骤2中，所述m-t同步旋转坐标系下电压方程表示为：t同步旋转坐标系下电压方程表示为：t同步旋转坐标系下电压方程表示为：式中，u
pms
表示m轴pw绕组电压、u
pts
表示t轴pw绕组电压、u
cms
表示m轴cw绕组电压、u
cts
表示t轴cw绕组电压、i
pms
表示m轴pw绕组电流、i
pts
表示t轴pw绕组电流、i
cms
表示m轴cw绕组电流、i
cts
表示t轴cw绕组电流、i
pmr
表示m轴转子绕组电流、ψ
pms
表示m轴pw绕组磁链、ψ
pts
表示t轴pw绕组磁链、ψ
cms
表示m轴cw绕组磁链、ψ
cts
表示t轴cw绕组磁链、ψ
pmr
表示m轴转子绕组磁链、ψ
ptr
表示t轴转子绕组磁链。8.如权利要求7所述的一种穿轴式轴带电机并网控制器设计方法，其特征在于，步骤2中，所述m-t同步旋转坐标系下磁链方程表示为：t同步旋转坐标系下磁链方程表示为：t同步旋转坐标系下磁链方程表示为：
9.如权利要求8所述的一种穿轴式轴带电机并网控制器设计方法，其特征在于，步骤2中，所述bdfg空载数学模型包括电压方程以及磁链方程，其中：电压方程表示为：电压方程表示为：电压方程表示为：磁链方程方程表示为：磁链方程方程表示为：磁链方程方程表示为：10.如权利要求9所述的一种穿轴式轴带电机并网控制器设计方法，其特征在于，所述步骤3中，所获得的滑模控制器表示为：式中：式中：其中，表示m轴电流给定值的导数，表示t轴电流给定值的导数，sat(
·
)表示饱和函数，k1、k2、k3、k4表示滑模系数，

技术总结
本发明公开了一种穿轴式轴带电机并网控制器设计方法，基于传递函数模型，通过建立任意坐标系下d-q穿轴式轴带电机数学模型，利用磁场定向控制理论建立空载运行数学模型，基于该模型建立PI控制器和滑模控制器，将两种控制器的性能进行对比仿真，与传统的PI控制器相比，本发明设计的穿轴式轴带电机并网滑模控制器结构更简单，且具有更好的控制效果和稳定性，比传统PI控制动态响应能力更强。另外，本发明将该控制器成功应用于轴带发电机并网控制系统中，经过仿真验证，表现出更好的响应效果，说明本发明的控制器设计方法具有实际应用价值。值。值。


技术研发人员：周瑞平 叶飞 毛皇光 饶氏翚
受保护的技术使用者：中船动力研究院有限公司
技术研发日：2023.07.27
技术公布日：2023/10/11