一种准连续电压转换比的开关电容DC-DC转换器

一种准连续电压转换比的开关电容dc-dc转换器
技术领域
1.本发明涉及电子技术领域，具体涉及一种准连续电压转换比的开关电容dc-dc转换器。


背景技术：

2.目前而言，绝大多数的便携式电子设备是使用电池作为其主电源，而电池的输出电压往往无法直接给内部芯片供电，需要dc-dc(直流-直流)转换器进行电压转换。可以使用低压差(ldo)电压稳压器、开关电感型dc-dc转换器和开关飞电容型dc-dc转换器来实现dc-dc转换。开关飞电容转换器作为dc-dc转换器的主要分支之一，它的电路内部采用飞电容来作为能量转换的储能媒介，通过自动调节内部的mos开关管就能够轻松地实现升压、降压或反压的电压转换，而且在标准的cmos工艺中，由于开关飞电容转换器电路仅仅使用mos开关和飞电容，所以它完全能够集成于芯片内部。开关飞电容转换器的电压转换比(voltageconversionratios，简称vcr，指开关飞电容转换器的输出及输入电压的比值)是离散的。
3.可重构sc(switched-capacitor，开关飞电容)dc-dc转换器通过对飞电容电压执行加减法操作来构造vcr，由于飞电容电压是离散不连续的，故只能实现离散的vcr，可以通过增加飞电容的个数使得构造vcr的数目增加。虽然多相操作技术可以实现准连续可扩展的vcr，但它需要大量的飞电容来降低电荷转移时飞电容电压变化步长，不可避免地增加了设计的复杂性，牺牲了实现的灵活性。
4.对于传统的具有两相操作的sc转换器，电荷共享损耗eloss与飞电容充放电电压步长δv的平方成正比，为了降低电荷共享损耗，δv被限制在一个相对较低的值，即飞电容的电压表现为近似固定的值。因此，对于固定连接关系的拓扑来说，其vcr也是固定的值，尽管可以通过增大δv(例如降低开关频率)的方式来改变输出电压，但这是以增加电荷共享损耗为代价的。由于电荷共享损耗的权重不高，因此必须同时考虑到开关导通损耗。在传统两相飞电容的基础上增加一系列开关和对应相位，使得飞电容一个周期内经多次充放电，其充放电电压步长δv之和为vin，与传统两相飞电容的电荷共享损耗不同的是，cscr拓扑的电荷共享损耗占比远大于开关导通损耗，并与成正比，电荷共享损耗占比随vcr减少逐渐增大，导致其在vcr较小时效率急剧下降。
5.综上所述，可重构sc转换器的效率受到离散的vcr数量影响，虽然sar、nsc等可重构拓扑实现了更多的vcr，但是具体考虑到单个vcr最优的电荷共享损耗、最优开关导通损耗、vcr之间的切换等问题时，实现复杂度便大大提高；cscr拓扑不需要进行拓扑重构，仅通过开关频率调制便能实现近似连续的vcr变换，但是其效率与功率密度受到相位数量的制约。


技术实现要素：

6.本发明的目的是提供一种准连续电压转换比的开关电容dc-dc转换器，该电路能
够解决现有cscr拓扑结构中相位数的折衷问题，即相位数少时电荷共享损耗占比大，相位数多时功率密度低、复杂度高等问题，在同样的相位数目的情况下，相比现有cscr拓扑具备更低的电荷共享损耗，并且保留了一定范围的vcr频率可调。
7.一种准连续电压转换比的开关电容dc-dc转换器，包括：n个两相sc单元和m相sc单元，其中，n≥1，m≥1；
8.所述m相sc单元包括：m+2个第一控制支路，第一控制支路并联后连接至第一电容的上极板，每个所述第一控制支路包括第一控制开关，第一控制开关一端连接至第一电容上极板，另外一端连接至m相sc单元的输入端；个第二控制支路并联后连接至第一电容的下极板，每个所述第二控制支路包括第二控制开关，所述第二控制开关的一端连接至第一电容的下极板，另外一端接地，m≥1；
9.所述两相sc单元的输出端连接所述m相sc单元的输入端；
10.所述m相sc单元通过调节频率控制输出电压。
11.优选地，所述两相sc单元包括：第一开关、第二开关、第三开关、第四开关和第二电容；
12.所述第一开关一端连接电源端，一端连接第二电容的上极板；所述第二开关一端连接电源端，一端连接第二电容的上极板；所述第三开关一端连接电源端，一端连接第二电容的下极板；所述第四开关一端连接电源端，一端连接第二电容的下极板；所述第二电容的上极板连接第一开关和第三开关，下极板连接第二开关和第四开关。
13.优选地，一种准连续电压转换比的开关电容dc-dc转换器工作时，每次电容充放电的电压步长δv相等，δv＝(v
in-nv
out
)/(m+n+2)；
14.一个工作周期内充放电次数为m+n+1，其中，输出电压v
out
＝v
in-nv
out-vm，v
in
为输入电压，n为两相sc单元的数量；m相sc单元的上极板连接开关数为m+2，下极板连接开关数为n+2，v
in
为输入电压，n≥1，2(m+n)+2＝m。
15.优选地，所述m相sc单元中的每个相位输出的电荷量为c
fly
(v
in-nv
out
)/(m+n+2)，c
fly
为电容的电容值。
16.优选地，所述一种准连续电压转换比的开关电容dc-dc转换器工作时，一个周期内输出电荷为：
17.c
fly
为电容的电容值。
18.优选地，所述一种准连续电压转换比的开关电容dc-dc转换器工作时，电荷共享损耗为：
19.c
fly
为电容的电容值。
20.优选地，当n＝2，m＝18，m＝n＝4时，固定负载电流为2ma，改变输入电压的大小，调节频率使输出电压v
out
＝0.8v。
21.优选地，当n＝2，m＝18，m＝n＝4时，固定输入电压为v
in
＝3.3v，改变输出电流的大小，调节频率使输出电压为v
out
＝0.8v。
22.优选地，所述m相sc单元中的每个基本单元的相位各不相同。
23.优选地，两相sc单元的输出端交错输出到m相sc单元的输入端。
24.本发明为了解决现有cscr拓扑结构中相位数的折衷问题，即相位数少时电荷共享损耗占比大，相位数多时功率密度低、复杂度高等问题。提出了一种新的准连续电压转换比拓扑，在同样的相位数目的情况下，相比现有cscr拓扑具备更低的电荷共享损耗，并且保留了一定范围的vcr频率可调。本发明主要包括两种基本单元：开关由两相时钟控制的两相sc单元与由多相时钟控制的m相sc单元，输入经过n级两相sc单元连接到末级的m相sc单元，前n级中每一级由相位交错的两个两相sc单元组成。该电路用于降压时，能够实现vcr在0～1/(n+1)(n≥1)范围内可调。
附图说明
25.此处的附图被并入说明书中并构成本说明书的一部分，标示出了符合本发明的实施例，并与说明书一起用于解释本发明的原理。
26.为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，对于本领域普通技术人员而言，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
27.图1为本发明的电路拓扑结构示意图；
28.图2为本发明的两相sc单元电路结构示意图；
29.图3为本发明的m相sc单元电路结构示意图；
30.图4为本发明的n＝2，m＝18，m＝n＝4时电路结构示意图；
31.图5为本发明的开关信号的信号时序图；
32.图6为本发明的m相sc单元飞电容的电容电压曲线图；
33.图7为本发明的理论效率随vcr变化对比曲线图；
34.图8为本发明的不同vcr和负载电流下的仿真效率图。
具体实施方式
35.下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
36.需要说明，本发明实施例中所有方向性指示(诸如上、下、左、右、前、后
……
)仅用于解释在某一特定姿态(如附图所示)下各部件之间的相对位置关系、运动情况等，如果该特定姿态发生改变时，则该方向性指示也相应地随之改变。
37.另外，在本发明中涉及“第一”、“第二”等的描述仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示其相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一种该特征。另外，各个实施例之间的技术方案可以相互结合，但是必须是以本领域普通技术人员能够实现为基础，当技术方案的结合出现相互矛盾或无法实现时应当认为这种技术方案的结合不存在，也不在本发明要求的保护范围之内。
38.可重构sc转换器的效率受到离散的vcr数量影响，虽然sar、nsc等可重构拓扑实现了更多的vcr，但是具体考虑到单个vcr最优的电荷共享损耗、最优开关导通损耗[5]、vcr之
间的切换等问题时，实现复杂度便大大提高；cscr拓扑不需要进行拓扑重构，仅通过开关频率调制便能实现近似连续的vcr变换，但是其效率与功率密度受到相位数量的制约。
[0039]
本发明为了解决现有cscr拓扑结构中相位数的折衷问题，即相位数少时电荷共享损耗占比大，相位数多时功率密度低、复杂度高等问题。提出了一种新的准连续电压转换比拓扑，在同样的相位数目的情况下，相比现有cscr拓扑具备更低的电荷共享损耗，并且保留了一定范围的vcr频率可调。本发明主要包括两种基本单元：开关由两相时钟控制的两相sc单元与由多相时钟控制的m相sc单元，输入经过n级两相sc单元连接到末级的m相sc单元，前n级中每一级由相位交错的两个两相sc单元组成。该电路用于降压时，能够实现vcr在0～1/(n+1)(n≥1)范围内可调。
[0040]
一种准连续电压转换比的开关电容dc-dc转换器，如图1,包括：n个两相sc单元和m相sc单元，其中，n≥1，m≥1；
[0041]
所述m相sc单元包括：m+2个第一控制支路，第一控制支路并联后连接至第一电容的上极板，每个所述第一控制支路包括第一控制开关，第一控制开关一端连接至第一电容上极板，另外一端连接至m相sc单元的输入端；个第二控制支路并联后连接至第一电容的下极板，每个所述第二控制支路包括第二控制开关，所述第二控制开关的一端连接至第一电容的下极板，另外一端接地，m≥1；在本发明实施例中，第一电容就是飞电容c
fly
。
[0042]
m相sc单元中满足2(m+n)+2＝m，其中m，n≥1，m相sc单元上极板连接开关数为m+2，下极板连接开关数为n+2。
[0043]
所述两相sc单元的输出端连接所述m相sc单元的输入端；
[0044]
所述m相sc单元通过调节频率控制输出电压。
[0045]
本发明电路用于降压时，能够实现vcr在0～1/(n+1)(n≥1)范围内可调。输出电压v
out
＝v
in-nv
out-vm，其中0《vm《v
in-nv
out
。
[0046]
优选地，如图2，所述两相sc单元包括：第一开关、第二开关、第三开关、第四开关和第二电容；
[0047]
所述第一开关一端连接电源端，一端连接第二电容的上极板；所述第二开关一端连接电源端，一端连接第二电容的上极板；所述第三开关一端连接电源端，一端连接第二电容的下极板；所述第四开关一端连接电源端，一端连接第二电容的下极板；所述第二电容的上极板连接第一开关和第三开关，下极板连接第二开关和第四开关。
[0048]
优选地，一种准连续电压转换比的开关电容dc-dc转换器工作时，每次电容充放电电压步长δv相等，δv＝(v
in-nv
out
)/(m+n+2)；
[0049]
一个工作周期内充放电次数为m+n+1，其中，输出电压v
out
＝v
in-nv
out-vm，v
in
为输入电压，n为两相sc单元的数量；m相sc单元的上极板连接开关数为m+2，下极板连接开关数为n+2，v
in
为输入电压，n≥1，2(m+n)+2＝m。
[0050]
优选地，所述m相sc单元中的每个相位输出的电荷量为c
fly
(v
in-nv
out
)/(m+n+2)，c
fly
为飞电容的电容值。
[0051]
优选地，所述一种准连续电压转换比的开关电容dc-dc转换器工作时，一个周期内输出电荷为：
[0052]cfly
为飞电容的电容值。
[0053]
优选地，所述一种准连续电压转换比的开关电容dc-dc转换器工作时，电荷共享损耗为：
[0054]cfly
为飞电容的电容值。
[0055]
优选地，当n＝2，m＝18，m＝n＝4时，固定负载电流为2ma，改变输入电压的大小，调节频率使输出电压v
out
＝0.8v。
[0056]
当n＝2，m＝18，m＝n＝4时，图1所示的结构可由图4中的电路来实现。如图4所示。由于m相sc单元两个输入端要求连续的电荷输入，因此前置两相sc单元需要交错输出到18相sc单元。并且对飞电容之间电荷共享路径之间的开关连接进行了优化，确保两两飞电容之间仅靠一个开关控制连接，避免了多个开关串联造成额外的导通损耗。
[0057]
图5为图4所示结构开关管对应的驱动时钟信号，其中18个m相sc单元之间的连接关系如表1所示，其中tp1～tp18，bp1～bp18分别对应18个单元中飞电容上下极板。图6为18个m相sc单元飞电容的电容电压随时间变化曲线。
[0058]
表1：18个m相sc单元之间的连接关系
[0059][0060][0061]
如m相单元1端口t4对应为tp6，即端口t4与m相单元6的上极板tp6直接相连。
[0062]
表2：拓扑开关与飞电容数量对比
[0063]
拓扑开关数量飞电容数量cscr(m+n＝8)21618本拓扑(n＝1,m+n＝8)216+918+2本拓扑(n＝2,m+n＝8)216+1218+4本拓扑(n＝3,m+n＝8)216+1518+6
[0064]
优选地，当n＝2，m＝18，m＝n＝4时，固定输入电压为v
in
＝3.3v，改变输出电流的大小，调节频率使输出电压为v
out
＝0.8v。
[0065]
图8显示了图4设计实例的仿真效率数据，图8(a)的结果是在固定负载电流为2ma的情况下，改变输入电压的大小，并通过调节频率的大小使得输出电压v
out
＝0.8v的情况下测量的数据，图7显示在3.3v左右达到峰值为81％的效率，3.3v时其多相sc单元充放电电压步长基本一致，此时电荷共享损耗较低，与理论分析基本一致。图8(b)显示在固定输入电压v
in
＝3.3v的情况下，改变输出电流的大小，并通过调节频率的大小使得输出电压v
out
＝0.8v的情况下测量的数据，可以看出，随着输出负载电流的增大，其效率逐渐降低，主要由于其开关导通损耗随负载电流增大而增大。
[0066]
本发明在不增加相位数目的情况下，相比cscr拓扑具备更低的电荷共享损耗。由于多相sc单元中飞电容电压由多个相位控制充放电，其飞电容搬运的电荷量随频率变化，能够在一定范围内通过调节频率改变vcr。由于使用了多相时钟控制开关交错输出，能够实现低输出电压纹波。
[0067]
优选地，所述m相sc单元中的每个基本单元的相位各不相同。
[0068]
优选地，两相sc单元的输出端交错输出到m相sc单元的输入端。
[0069]
本发明为了解决现有cscr拓扑结构中相位数的折衷问题，即相位数少时电荷共享损耗占比大，相位数多时功率密度低、复杂度高等问题。提出了一种新的准连续电压转换比拓扑，在同样的相位数目的情况下，相比现有cscr拓扑具备更低的电荷共享损耗，并且保留了一定范围的vcr频率可调。本发明主要包括两种基本单元：开关由两相时钟控制的两相sc单元与由多相时钟控制的m相sc单元，输入经过n级两相sc单元连接到末级的m相sc单元，前n级中每一级由相位交错的两个两相sc单元组成。该电路用于降压时，能够实现vcr在0～1/(n+1)(n≥1)范围内可调。
[0070]
以上所述仅是本发明的具体实施方式，使本领域技术人员能够理解或实现本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所申请的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

技术特征：
1.一种准连续电压转换比的开关电容dc-dc转换器，其特征在于，包括：n个两相sc单元和m相sc单元，其中，n≥1，m≥1；所述m相sc单元包括：m+2个第一控制支路，第一控制支路并联后连接至第一电容的上极板，每个所述第一控制支路包括第一控制开关，第一控制开关一端连接至第一电容上极板，另外一端连接至m相sc单元的输入端；个第二控制支路并联后连接至第一电容的下极板，每个所述第二控制支路包括第二控制开关，所述第二控制开关的一端连接至第一电容的下极板，另外一端接地，m≥1；所述两相sc单元的输出端连接所述m相sc单元的输入端；所述m相sc单元通过调节频率控制输出电压。。2.根据权利要求1所述的一种准连续电压转换比的开关电容dc-dc转换器，其特征在于，包括：所述两相sc单元包括：第一开关、第二开关、第三开关、第四开关和第二电容；所述第一开关一端连接电源端，一端连接第二电容的上极板；所述第二开关一端连接电源端，一端连接第二电容的上极板；所述第三开关一端连接电源端，一端连接第二电容的下极板；所述第四开关一端连接电源端，一端连接第二电容的下极板；所述第二电容的上极板连接第一开关和第三开关，下极板连接第二开关和第四开关。3.根据权利要求1所述的一种准连续电压转换比的开关电容dc-dc转换器，其特征在于，包括：一种准连续电压转换比的开关电容dc-dc转换器工作时，每次电容充放电的电压步长δv相等，δv＝(v
in-nv
out
)/(m+n+2)；一个工作周期内充放电次数为m+n+1，其中，输出电压v
out
＝v
in-nv
out-v
m
，v
in
为输入电压，n为两相sc单元的数量；m相sc单元的上极板连接开关数为m+2，下极板连接开关数为n+2，v
in
为输入电压，n≥1，2(m+n)+2＝m。4.根据权利要求3所述的一种准连续电压转换比的开关电容dc-dc转换器，其特征在于，包括：所述m相sc单元中的每个相位输出的电荷量为c
fly
(v
in-nv
out
)/(m+n+2)，c
fly
为电容的电容值。5.根据权利要求3所述的一种准连续电压转换比的开关电容dc-dc转换器，其特征在于，包括：所述一种准连续电压转换比的开关电容dc-dc转换器工作时，一个周期内输出电荷为：c
fly
为电容的电容值。6.根据权利要求3所述的一种准连续电压转换比的开关电容dc-dc转换器，其特征在于，包括：所述一种准连续电压转换比的开关电容dc-dc转换器工作时，电荷共享损耗为：c
fly
为电容的电容值。7.根据权利要求3所述的一种准连续电压转换比的开关电容dc-dc转换器，其特征在于，包括：当n＝2，m＝18，m＝n＝4时，固定负载电流为2ma，改变输入电压的大小，调节频率使输出电压v
out
＝0.8v。8.根据权利要求3所述的一种准连续电压转换比的开关电容dc-dc转换器，其特征在于，包括：当n＝2，m＝18，m＝n＝4时，固定输入电压为v
in
＝3.3v，改变输出电流的大小，调节
频率使输出电压为v
out
＝0.8v。9.根据权利要求1所述的一种准连续电压转换比的开关电容dc-dc转换器，其特征在于，包括：所述m相sc单元中的每个基本单元的相位各不相同。10.根据权利要求1所述的一种准连续电压转换比的开关电容dc-dc转换器，其特征在于，包括：两相sc单元的输出端交错输出到m相sc单元的输入端。

技术总结
本发明提供一种准连续电压转换比的开关电容DC-DC转换器，该电路包括：n个两相SC单元和m相SC单元，其中，n≥1，m≥1；所述m相SC单元包括：M+2个第一控制支路，第一控制支路并联后连接至第一电容的上极板，每个所述第一控制支路包括第一控制开关，第一控制开关一端连接至第一电容上极板，另外一端连接至m相SC单元的输入端；个第二控制支路并联后连接至第一电容的下极板，每个所述第二控制支路包括第二控制开关，所述第二控制开关的一端连接至第一电容的下极板，另外一端接地；所述两相SC单元的输出端连接所述m相SC单元的输入端；所述m相SC单元通过调节频率控制输出电压。本发明在同样的相位下，具备更低的电荷共享损耗和更高的效率。耗和更高的效率。耗和更高的效率。


技术研发人员：余凯 钟永凌 李思臻
受保护的技术使用者：广东工业大学
技术研发日：2023.07.10
技术公布日：2023/10/15