一种柴电-燃联合推进系统的控制方法与流程

1.本发明属于船舶推进控制技术领域，具体涉及一种基于数学模型的柴电-燃联合推进系统的控制方法。


背景技术：

2.随着船舶推进技术的发展，船舶推进装置的类型也日益增多。目前船舶推进系统主要分为两大类：一是机械推进方式；二是全电力推进形式。两种动力推进形式各有优劣。为了发挥电力推进和机械推进两者的优点，20世纪末出现了柴电-燃联合推进系统。该联合推进系统使用柴油发电机组发电，推进电机以及其他用电负载通过电力变换装置从电网中获得电能，螺旋桨由推进电机与燃气轮机单独或共同驱动。
3.随着越来越多大型船舶动力系统被改造成电力推进，电机的功率也随之攀升，其电压等级也随之升高，多相电机调速系统逐渐成为更优的选择。而随着相数增加，电机系统中各相所占的比例逐渐降低，可靠性得到提高；同时可以降低整个电网的谐波含量，减小对电力系统的冲击。因此在电源电压有限、大功率输出、可靠性要求高等场合下，多相系统优势更明显。


技术实现要素：

4.针对上述技术的不足，本发明的目的是提供一种基于数学模型的柴电-燃联合推进系统的控制方法。
5.本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：一种柴电-燃联合推进系统的控制方法，用于控制包含变压器、双向三相变流器、六相感应电机、燃气轮机、离合器、齿轮箱和螺旋桨的柴电-燃联合推进系统，其中双向三相变流器包含三相电压型pwm整流器和三相电压型pwm逆变器，具有馈电功能的双y移30
°
六相感应电机采用鼠笼式转子结构，采用转速外环电流内环的控制模式，步骤为：
6.步骤s1，建立六相感应电机基于自然基底的数学模型
7.根据kvl定律，对一闭合环路，沿任意方向的各段电压代数和恒等于零，根据感应电动势表达式ε＝dψ/dt，得到电机电压方程式中us为定子电压，ur为转子电压，is为定子绕组相电流，ir为转子绕组相电流，ψs为定子磁链，ψr为转子磁链，rs为定子电阻，rr为转子电阻，p为微分算子，代替微分符号d/dt；
8.定子磁链表示为定子自感磁链和转子对定子的互感磁链之和，类似地，转子磁链表示为转子自感磁链和定子对转子的互感磁链之和，因而可以得到电机磁链方程式中l
ss
为定子电感系数，l
sr
为定子对应转子的电感系，l
rs
为转子对应定子的电感系数，l
rr
为转子电感系数；
9.电动机将输入的电磁能转化为电磁转矩和转速，以机械能的形式带动负载运行，
得到的方程即为电机输出电磁转矩，式中t
em
为电磁转矩，n
p
为电机极对数，θ为电角度，为电机极对数，θ为电角度，
10.得到电力拖动系统的运动方程式中te为电机输出转矩，t
l
为负载转矩，j为转动惯量，d为与转速成正比的转矩阻尼系数，ωr为电机的机械角速度，k为扭转弹性转矩系数，针对恒转矩负载，可以认为d＝0，k＝0，则电机的运动方程为由此得到六相感应电机的六维数学模型；
11.步骤s2，对数学模型进行空间解耦变换；
12.利用空间解耦矩阵t，将原始空间内的六维电机模型映射到三个相互正交的二维坐标子空间αβ，z1z2，o1o2中，得到
[0013][0014]
步骤s3，建立六相感应电机基于同步旋转坐标系d-q的数学模型；
[0015]
根据空间解耦变换，推导出六相感应电机谐波基下的三个电机方程，包括电压、磁链和转矩方程，由于电机的矢量控制需要电机在dq同步旋转坐标系下的数学模型，控制器也需要在dq同步旋转坐标系下设计，因此，要将与电磁量有关的电机方程进行park变换，从而得到能用于推导和设计矢量控制策略所需的数学模型；其中电压方程为磁链方程为式中ls为定子的电感系数，lr为转子的电感系，lm为转子与定子之间的电感系数；磁转矩方程为t
em
＝n
p
lm(i
qsidr-i
dsiqr
)，式中ψ
ds
，ψ
qs
，ψ
dr
，ψ
qr
为dq坐标系下定转子磁链d轴和q轴分量；i
ds
，i
qs
，i
dr
，i
qr
为dq坐标系下定转子电流d轴和q轴分量；ωs为转差角速度；ω1为同步角速度；
[0016]
步骤s4，分别建立基于全控器件的三相桥、滤波电感l以及直流母线支撑电容c
dc
的三相电压型pwm整流器和三相电压型pwm逆变器的数学模型：双向三相变流器又称背靠背式变流器，主要结构可分为三相交流电源、三相电压型pwm整流器(含滤波)和三相电压型pwm
逆变器(含滤波)，电网在电机推进工作时负责给电机提供所需的有功和无功功率，在电机工作在馈电状态时吸收电机回馈的电能，可控整流器和逆变器均可工作在整流或逆变状态；
[0017]
步骤s5，基于svpwm的六相感应电机双dq矢量控制：
[0018]
将双y移30
°
六相感应电机的绕组结构看作是两个在空间上互差30
°
(中性点相互独立)的三相绕组，通过坐标变换完成对六维强耦合系统的解耦后，得到易于分析和控制的数学模型；由于在αβ两相静止坐标系下，两套三相绕组与六相绕组在物理量上统一，证明了它们的基波分量是等效的，各物理量在变换到dq旋转坐标系上后，只有向量的角度发生了改变，向量的模不发生改变，因此双三相绕组和六相绕组在dq旋转坐标系上依然等效。因此，可以将单套三相绕组作为一个三相感应电机进行控制，为了使两套三相绕组变换到同一个旋转坐标系上，假设第一套三相绕组与d轴夹角为θ，那么第二套三相绕组则与d轴夹角θ-30
°
；
[0019]
通过两个角度相差30
°
的坐标变换，可以将六相感应电机数学模型的简化为两套三相绕组的数学模型，即
[0020][0021]
式中x＝1,2，表示第一套绕组和第二套绕组。
[0022][0023][0024]
联立上述三式可得双dq矢量控制所需公式为：
[0025][0026]
两套三相绕组的中性点分别与其对应的逆变器直流母线中点存在共模电压，记为u
mg
和u
m’g’，且表示为式中u
ag
，u
bg
，u
cg
，u
dg
，u
eg
，u
fg
分别为两台逆变器(a，b，c，d，e和f相)的桥臂电压。
[0027]
进一步，用000～111表示三相电压型pwm逆变器电路拓扑中三相桥臂六个开关器件的八种开关组合，八种开关状态下分别输出的六个非零矢量u1～u6和两个零矢量u0、u7的空间矢量，u1～u6六个空间矢量平面以60
°
为夹角平均分为六个扇区，八个基本电压矢量的
共模电压值如下表所示：
[0028][0029]
由上表可知两个零矢量u0和u7的共模电压最大，因此需要在svpwm算法中尽量剔除零矢量的作用，以降低共模电压；由于u1，u2，u4的共模电压均为-u
dc
/6，u3，u5，u6的共模电压均为u
dc
/6，可以分别用这两组基本电压矢量进行合成，但这么做会使最大线性输出电压很小。为此，采用u1，u2，u4与u3，u5，u6结合的方法设计共模抑制svpwm算法，以提高最大线性输出电压。将常规svpwm算法所用到的非零基本电压矢量全部顺时针旋转30
°
，得到新的扇区并重新编号，其下标与其对应的基本电压矢量的下标相同，落入s1，s2，s4扇区的u
ref
用u1，u2，u4合成；落入s3，s5，s6扇区的u
ref
用u3，u5，u6合成，以u1，u2，u4为例，分别设三个基本电压矢量的作用时间为t1、t2和t4，则伏秒平衡方程为可得t4、t2和t1的表达式为
[0030]
采用公式u
ref
t＝u
x
t
x
+uyty+u0t0对每个扇区的两个非零矢量以及两零矢量合成得到平面上的所有电压矢量，式中u
ref
为期望电压矢量，u
x
，uy为扇区始边和终边基本电压矢量；u0为零矢量，t为采样周期，t
x
、ty为扇区始边和终边基本电压矢量作用时间，t0为零矢量作用时间；
[0031]
确定u0～u7的作用顺序和作用时间后通过扇区判断，确定u
ref
所在扇区，即可得到三相电压型pwm逆变器。
[0032]
采用共模抑制svpwm之后，共模电压在u
dc
/6和-u
dc
/6两个值之间周期性方波变化。相比而言，传统svpwm的共模电压在u
dc
/2和-u
dc
/2两个值之间呈现u
dc
/2、u
dc
/6、-u
dc
/6和-u
dc
/2的阶梯变化，所以，采用共模抑制svpwm算法可以明显抑制共模电压。
[0033]
更进一步，所述步骤s4中对于三相电压型pwm整流器每相的开关管状态，将开关函数定义为设v
no
为直流母线支撑电容c
dc
正极n点与中性点o点之间的电压差，对三相电压型pwm整流器三相输入电路应用基尔霍夫电压定律，可得三相电压回路方程为由基尔霍夫电流定律，可以推导出直
流母线支撑电容c
dc
负极p点的电流关系式
[0034]
更进一步，其特征在于，所述步骤s4为方便整流控制器的设计，需要建立电路在dq旋转坐标系下的数学模型，即需要进行坐标变换，先通过clark变换将三相静止坐标系abc变量变换到αβ两相静止坐标系，再通过park变换将αβ两相静止坐标系变量变换到dq两相同步旋转坐标系，进而可得三相电压型pwm逆变器的低频数学模型其中va、vb、vc为逆变器机侧三相输出电压，i
la
、i
lb
、i
lc
为逆变器交流三相电感电流，v
oa
、v
ob
、v
oc
分别相对于中性点o点的电压为逆变器交流三相电容电压，也是三相负载电压，i
oa
、i
ob
、i
oc
为三相负载电流，u
dc
为直流母线电压，c
dc
为直流母线支撑电容，r为交流侧线路等效电阻，l为滤波电感；
[0035]
选择三相电感电流(i
la
、i
lb
、i
lc
)、电容电压(v
oa
、v
ob
、v
oc
)和负载电流(i
oa
、i
ob
、i
oc
)作为状态变量，那么可得三相电压型pwm逆变器的低频数学模型
[0036][0037]
其中va、vb、vc为逆变器机侧三相输出电压。
[0038]
为了简化逆变器控制器的设计，需要对其进行clark和park变换，得到两相旋转dq坐标系下三相电压型pwm逆变器的数学模型
[0039][0040]
其中va、vb、vc为逆变器机侧三相输出电压，v
oa
、v
ob
、v
oc
分别相对于o点的电压为逆变器交流三相电容电压兼三相负载电压，其中c为滤波电容，与电感l一起组成lc滤波器。
[0041]
本发明的有益效果是：本发明采用电机转速控制策略，通过构建数学模型简化燃
气轮机和螺旋桨，对电机单独推进、电机解列与并车推进、电机随动发电四种典型工况进行分析，通过对推进系统进行档位划分，依据系统输出轴转速和功率，设定推进电机运行模式以及档位切换方式。
[0042]
本发明通过分析多相电机相数的定义和六相感应电机绕组结构，并阐述了αβ坐标系下三相感应电机数学模型及双y移30
°
六相感应电机数学模型的等效关系，推导出双y移30
°
六相绕组感应电机的数学模型；本发明利用matlab/simulink仿真平台，对六相感应电机的矢量控制和联合推进系统多模态的调控策略，以及各个工况间切换时功率流向的协调控制方法进行仿真分析。
[0043]
为控制传统的六相感应电机，本发明对传统的直接转矩控制性能进行了优化，提出了一种基于反推算法的改进转子磁链闭环svm-dtc(space vector modulation and direct torque control，空间矢量调制与直接转矩控制)控制方案。与pi控制的改进dtc方法相对比，具有响应速度快、转矩脉动小、设计参数少等优点。直接转矩控制不需要将多相感应电机等效为直流电机，避免了矢量控制系统中复杂的坐标变换和空间解耦。
附图说明
[0044]
图1是现有柴电-燃联合推进系统的组成框图；
[0045]
图2是本发明推进系统中双y移30
°
六相感应电机的绕组结构图；
[0046]
图3是本发明推进系统中双向三相变流器系统结构图；
[0047]
图4是双向三相变流器中三相电压型pwm整流器的拓扑；
[0048]
图5是双向三相变流器中三相电压型pwm逆变器的拓扑图；
[0049]
图6是双三相感应电机转子磁场定向双dq矢量控制系统框图；
[0050]
图7是svpwm电压空间矢量；
[0051]
图8是图7中ⅰ扇区7段式svpwm开关状态；
[0052]
图9是两电平逆变器供电的双三相电机系统拓扑；
[0053]
图10是共模抑制svpwm算法扇区划分；
[0054]
图11是燃电联合推进系统的仿真模型；
[0055]
图12是电机输出波形图；
[0056]
图13是电机解列时仿真输出波形：
[0057]
图14是电机解列时功率曲线波形；
[0058]
图15是并车推进时电机仿真输出波形；
[0059]
图16是并车推进时功率仿真曲线波形；
[0060]
图17为电机随动发电电机仿真输出波形；
[0061]
图18为电机随动发电电机仿真功率曲线波形；
[0062]
图19为网侧电压和电流波形；
[0063]
图20为网侧电压fft分析结果；
[0064]
图21为网侧电流fft分析结果。
具体实施方式
[0065]
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完
整地描述。
[0066]
柴电-燃联合推进系统主要由变压器、双向三相变流器、六相感应电机、燃气轮机、离合器、齿轮箱和螺旋桨等重要模块构成。如图1所示，在燃电联合推进系统中，作为调速用途时，电机的绝大部分功率由燃气轮机提供，燃气轮机开环给定油门。其中双向三相变流器包含三相电压型pwm整流器和三相电压型pwm逆变器，具有馈电功能的双y移30
°
六相感应电机采用鼠笼式转子结构，采用转速外环电流内环的控制模式，电机只在最后一档确保大功率输出。除此之外，在燃电联合推进系统中，六相感应电机还具有馈电功能，可以在随动发电工况下，由燃气轮机提供能量轴带发电，通过双向三相变流器向船舶电网馈送电力。
[0067]
采用鼠笼式转子结构的双y移30
°
六相感应电机的绕组结构如图2所示，定子绕组有6个出线端(即a1和a2、b1和b2、c1和c2)，相带角为30
°
，亦可称为半十二相电机或相移双三相电机。其定子绕组可视为由两套三相绕组构成，即a1、b1、c1为第一套三相定子绕组，a1、b1、c1为相应的转子绕组；a2、b2、c2为第二套三相绕组，a2、b2、c2为相应的转子绕组，且它们的中性点不连接。
[0068]
本发明基于数学模型的柴电-燃联合推进系统的控制方法，步骤如下。
[0069]
s1，建立六相感应电机在自然坐标系下的数学模型包括电压方程、磁链方程、转矩方程以及运动方程。
[0070]
根据kvl定律，对一闭合环路，沿任意方向的各段电压代数和恒等于零，再根据感应电动势表达式：ε＝dψ/dt，可得电机电压方程为：
[0071][0072]
式中us为定子电压，ur为转子电压，is为定子绕组相电流，ir为转子绕组相电流，ψs为定子磁链，ψr为转子磁链，rs为定子电阻，rr为转子电阻。p为微分算子，代替微分符号d/dt。
[0073]
定子磁链表示为定子自感磁链和转子对定子的互感磁链之和，类似地，转子磁链表示为转子自感磁链和定子对转子的互感磁链之和，因而可以得到电机磁链方程
[0074][0075]
式中l
ss
为定子电感系数，l
sr
为定子对应转子的电感系，l
rs
为转子对应定子的电感系数，l
rr
为转子电感系数。
[0076]
电动机将输入的电磁能转化为电磁转矩和转速，以机械能的形式带动负载运行。由能量的相互转化关系，可以得到电机输出电磁转矩t
em
的方程为：
[0077][0078]
式中n
p
为电机极对数，θ为电角度，
[0079]
电力拖动系统的运动方程可以表示为
[0080][0081]
式中te为电机输出转矩，t
l
为负载转矩，te为电机输出转矩，j为转动惯量，d为与转速成正比的转矩阻尼系数，ωr为电机的机械角速度，k为扭转弹性转矩系数。针对恒转矩负载，可以认为d＝0，k＝0，则电机的运动方程为
[0082][0083]
本发明提出的包含互漏磁通和数字磁场定向控制的dq纯混合模型，采用两电平六相逆变器对双y异步电动机进行控制，该方案具有dfoc(digital field-oriented control，数字磁场定向控制)方案的结构简单、响应速度快、转矩脉动降低等优点。但六相svpwm调制所用到的空间电压矢量个数远多于三相svpwm，由于三相感应电机和双y移30
°
六相感应电机数学模型的等效关系，可以采用两台三相逆变器驱动双y移30
°
六相感应电机。
[0084]
步骤s2，六相感应电机的每一相绕组都可以产生独立的定子电压电流，因此可以将六相感应电机看作是一个六维数学系统。一般来说，这种六维系统耦合性强，直接分析极其困难，必须进行解耦，以简化数学模型。
[0085]
为此，利用空间解耦矩阵t，将原始空间内的六维电机模型映射到三个相互正交的二维坐标子空间αβ，z1z2，o1o2中，即
[0086][0087]
经过空间解耦变换后，αβ子平面只包含基波和12m
±
1(m＝1,2,3,
…
)次谐波分量，且和磁通所在的平面重叠，所以电机基波分量可以在转子绕组上感生出旋转磁动势，带动转子旋转。o1o2子平面只包含3m(m＝1,2,3,
…
)次谐波分量，z1z2子平面只包含6m
±
1(m＝1,2,3,
…
)次谐波分量，均与机电能量转换无关。
[0088]
步骤s3，根据空间解耦变换，推导出六相感应电机谐波基下的三个电机方程，包括电压、磁链和转矩方程。由于电机的矢量控制需要电机在dq同步旋转坐标系下的数学模型，控制器也需要在dq同步旋转坐标系下设计，因此，要将与电磁量有关的电机方程进行park变换，从而得到能用于推导和设计矢量控制策略所需的数学模型。
[0089]
电压方程为
[0090][0091]
式中ψ
ds
，ψ
qs
，ψ
dr
，ψ
qr
为dq坐标系下定转子磁链d轴和q轴分量；i
ds
，i
qs
，i
dr
，i
qr
为dq坐标系下定转子电流d轴和q轴分量；ωs为转差角速度；ω1为同步角速度；磁链方程为
[0092][0093]
式中ls为定子的电感系数，lr为转子的电感系，lm为转子与定子之间的电感系数；电磁转矩t
em
的方程为t
em
＝n
p
lm(i
qsidr-i
dsiqr
)(9)
[0094]
步骤s4，双向三相变流器又称背靠背式变流器，其结构如图3所示，其主要结构可分为三相交流电源、pwm整流器(含滤波)和pwm逆变器(含滤波)。电网在电机推进工作时负责给电机提供所需的有功和无功功率，在电机工作在馈电状态时吸收电机回馈的电能。可控整流器和逆变器均可工作在整流或逆变状态。
[0095]
三相电压型pwm整流器拓扑，如图4所示，它包括全控器件组成的三相桥、滤波电感l以及直流母线支撑电容c
dc
，r为线路等效电阻。
[0096]
在图4中，ea、eb、ec为三相电网交流三相电压，ia、ib、ic是电网侧三相电感电流，ua、ub、uc为整流器机侧三相输入电压，u
dc
为直流侧输出母线电压，i
dc
为直流侧输出电流，带电阻负载r
l
，i
l
为负载电流。
[0097]
对于pwm整流器每相的开关管状态，将开关函数定义为
[0098][0099]
设v
no
为直流母线支撑电容c
dc
正极n点与中性点o点之间的电压差。对整流器三相输入电路应用基尔霍夫电压定律，可得三相电压回路方程为：
[0100][0101]
由基尔霍夫电流定律，可以推导出直流母线支撑电容c
dc
负极p点的电流关系式为：
[0102]
为方便整流控制器的设计，需要建立电路在dq旋转坐标系下的数学模型，即需要进行坐标变换。先通过clark变换将三相静止坐标系abc变量变换到αβ两相静止坐标系，再通过park变换将αβ两相静止坐标系变量变换到dq两相同步旋转坐标系，进而可得pwm整流
器的低频数学模型，即
[0103][0104]
三相电压型pwm逆变器拓扑如图5所示。图中va、vb、vc为逆变器机侧三相输出电压；i
la
、i
lb
、i
lc
为逆变器交流三相电感电流；v
oa
、v
ob
、v
oc
分别相对于o点的电压,即为逆变器交流三相电容电压，也是三相负载电压；i
oa
、i
ob
、i
oc
为三相负载电流；u
dc
为直流母线电压；c
dc
为直流母线支撑电容；r为交流侧线路等效电阻；l为滤波电感。
[0105]
本专利申请选择三相电感电流(i
la
、i
lb
、i
lc
)、电容电压(v
oa
、v
ob
、v
oc
)和负载电流(i
oa
、i
ob
、i
oc
)作为状态变量，那么，可得pwm逆变器的低频数学模型，即
[0106][0107]
为了简化逆变器控制器的设计，需要对其进行clark和park变换，得到两相旋转dq坐标系下pwm逆变器的数学模型，即
[0108][0109]
双y移30
°
六相感应电机的绕组结构可以看作是两个三相绕组在空间上互差30
°
(中性点相互独立)，通过坐标变换完成对六维强耦合系统的解耦后，得到易于分析和控制的数学模型。由于在αβ两相静止坐标系下，两套三相绕组与六相绕组在物理量上统一，证明了它们的基波分量是等效的，各物理量在变换到dq旋转坐标系上后，只有向量的角度发生了改变，向量的模不发生改变，因此双三相绕组和六相绕组在dq旋转坐标系上依然等效。因此，可以将单套三相绕组作为一个三相感应电机进行控制，为了使两套三相绕组变换到同一个旋转坐标系上，假设第一套三相绕组与d轴夹角为θ，那么第二套三相绕组则与d轴夹角θ-30
°
。
[0110]
通过两个角度相差30
°
的坐标变换，可以将六相感应电机数学模型的简化为两套三相绕组的数学模型，即
[0111][0112]
式中x＝1,2，表示第一套绕组和第二套绕组。
[0113][0114][0115]
联立以上三式可得双dq矢量控制所需公式为：
[0116][0117]
在电机稳定运行时，转子磁链保持不变，其偏微分为零，此时仅由定子电流的励磁分量(i
ds1
+i
ds2
)决定转子磁链，而转矩分量(i
qs1
+i
qs2
)则与之无关，即可简化模型，便于控制，且能获得良好控制特性。双三相感应电机转子磁场定向双dq矢量控制系统框图，如图6所示。
[0118]
传统电压空间矢量svpwm技术：与spwm算法不同，svpwm算法不采用直接给定电压波形，而是用不同的基本电压矢量合成出给定的电压矢量。在电机运行时，合成电压矢量随电机运动而旋转，变化的电压矢量引起电流随时间变化，于是在气隙中产生了接近圆形的旋转磁通。
[0119]
三相电压型pwm逆变器电路拓扑中三相桥臂一共六个开关器件，一共有八种开关组合，可以用000～111来表示。逆变器在这八种开关状态下分别输出八个基本电压空间矢量u0～u7，包括六个非零矢量u1～u6和两个零矢量u0和u7，其空间分布如图7所示。
[0120]
所有位于此平面上的电压矢量，无论处在那个扇区，都可以由该扇区的两个非零矢量以及两零矢量进行合成，即u
ref
t＝u
x
t
x
+uyty+u0t0ꢀꢀꢀ
(20)
[0121]
式中u
ref
为期望电压矢量；u
x
，uy为扇区始边和终边基本电压矢量；u0为零矢量；t为采样周期；t
x
，ty为扇区始边和终边基本电压矢量作用时间；t0为零矢量作用时间。
[0122]
通过电压合成方法，可由八个固定大小与空间方位的基本电压矢量，通过计算其作用时间来表示坐标系上任意期望合成电压矢量。确定了u0～u7的作用顺序和作用时间，再通过扇区判断，确定u
ref
所在扇区，就能决定逆变器所有开关器件的开关状态以及开关时间，即可实现svpwm调制方式。以第ⅰ扇区为例，采用7段式svpwm，则逆变器的三相桥臂开关状态如图8所示。
[0123]
两电平逆变器供电的双三相电机系统拓扑如图9所示。分析图9可知双三相感应电机两套绕组的中性点互不相连，同时与逆变器直流母线中点相互独立。两套三相绕组的中性点分别与其对应的逆变器直流母线中点存在共模电压，记为u
mg
和u
m’g’，且表示为
[0124]
式中u
ag
，u
bg
，u
cg
，u
dg
，u
eg
，u
fg
分别为两台逆变器(a，b，c，d，e和f相)的桥臂电压。
[0125]
步骤s5，svpwm算法要用到八个基本电压矢量，分别为u0～u7，表1为八个基本电压矢量的共模电压值：
[0126]
表1八个基本电压矢量的共模电压值
[0127][0128]
分析表1可知，两个零矢量u0和u7的共模电压最大，因此需要在svpwm算法中尽量剔除零矢量的作用，以降低共模电压。由于u1，u2，u4的共模电压均为-u
dc
/6，u3，u5，u6的共模电压均为u
dc
/6。可以分别用这两组基本电压矢量进行合成，但这么做会使最大线性输出电压很小。为此，采用u1，u2，u4与u3，u5，u6结合的方法设计共模抑制svpwm算法，以提高最大线性输出电压。将常规svpwm算法所用到的非零基本电压矢量全部顺时针旋转30
°
，如图10所示。
[0129]
如图10所示，将新扇区重新编号，其下标与其对应的基本电压矢量的下标相同，方便分析。落入s1，s2，s4扇区的u
ref
用u1，u2，u4合成；落入s3，s5，s6扇区的u
ref
用u3，u5，u6合成。以u1，u2，u4为例，分别设三个基本电压矢量的作用时间为t1、t2和t4，则伏秒平衡方程为
[0130][0131]
由式(22)可得u1，u2，u4所对应的作用时间t4、t2和t1的表达式分别为
[0132][0133]
采用共模抑制svpwm之后，共模电压在u
dc
/6和-u
dc
/6两个值之间周期性方波变化。相比而言，传统svpwm的共模电压在u
dc
/2和-u
dc
/2两个值之间呈现u
dc
/2、u
dc
/6、-u
dc
/6和-u
dc
/2的阶梯变化，所以，采用共模抑制svpwm算法可以明显抑制共模电压。本发明搭建了柴电-燃联合动力系统的模拟系统，设计了采用电机转速控制的控制策略，实验结果表明了其良好的工作特性。本发明研究了六相感应电机调速系统，在燃电联合推进系统各工况及工况切换时的工作特性，为之后的研究和设计提供理论依据。
[0134]
燃电联合推进系统典型工况建模仿真分析。
[0135]
船舶运行系统主要分为pth(电机单独推进)、gt(燃机单独带载)、pti(并车推进)、pto(电机随动发电)四种典型工况。由于本专利申请针对燃电联合推进系统中六相感应电机进行研究，因此只对pth(电机单独推进)、pti(并车推进)、pto(电机随动发电)进行分析，其中包括上述模式之间的切换分析。
[0136]
pth和pti两种工况：为结合电机调速能力强的优点，联合推进系统采用电机转速控制，即将电机作为调速机，大部分功率由燃气轮机提供，燃气轮机开环给定油门，电机采用转速外环，电流内环控制，电机只在最后一档大功率输出。现将系统提速升档流程简述为：1)联合推进系统在低档位时，由电机单独带载(pth)；2)随档位提升，在负载大于电机带载能力时，电机解列，负载转移到燃气轮机上，由燃气轮机单独带载(gt)，而电机始终配合燃气轮机，主动调节传动轴的转速，并进行补偿功率；3)当档位提升到最高档时，电机再次并入，和燃气轮机一起推动船舶全速前进(pti)。将联合推进系统运行状态划分为10个档位，其中1-5档为电机单独推进工况，6-9档为燃气轮机单独推进工况，第10档为电机与燃机并车联合推进工况。
[0137]
pto工况：而当船舶处于经济巡航(燃气轮机单独带载)状态时，利用主机(燃气轮机)富裕的容量，在其带动螺旋桨的同时，带动轴带电机发电，并根据船上的用电需求实现与船舶电站的并联运行。在电机随动发电(pto)工况下，有两种运行模式：1)并网模式，即轴带发电逆变侧和辅机(舰用发电机)同时工作，并联运行，共同组成船舶电站；2)独网模式，即辅机(舰用发电机)关闭，由轴带发电系统单独组网成为船舶电站。
[0138]
考虑到异步电机启动时励磁电流需要由三相变流器提供，因此本次仿真只考虑并网模式。在matlab/simulink环境中搭建燃电联合推进系统的仿真模型，如图11所示。该系统采用电动机作为调速机，燃气轮机转速跟随电动机转速，同时燃气轮机按照档位开环给定油门，即给定输出功率。电动机转矩由总输出功率与燃气轮机功率之差，再根据各档位转速计算出转矩之差得到。
[0139]
燃电联合推进系统仿真模型的总功率为50mw，其中推进电机额定功率为15mw，燃气轮机满功率为36mw。现将本实施例的仿真所用到的推进电机的关键性参数小结于表2中。
[0140]
表2本实施例的仿真所用到的推进电机的关键性参数
[0141][0142]
电机单独推进工况1-5档位的划分情况，如表3所示。
[0143]
表3电机单独推进工况1-5档位的划分情况
[0144][0145]
根据1-5档位系统输出功率以及转速，可以得到电动机在前5档各档位的转速转矩，电机转速为[249 403 540 738 813]，单位为r/min；电机转矩为[970324975444408190799076]，单位为n*m。由于电机带螺旋桨，转速无法突变，档位变化需要给转速设置上升阶段。
[0146]
仿真时间定为50s，每个档位设置5s上升时间，5s稳定时间。仿真结果如图12所示。图12表示电机输出波形，包含单相定子电流、电机转矩和电机转子转速。分析图12可知，当推进系统升档时，负载转矩突然增加，使得电机转矩突增并且产生超调，同时电机转速出现
突降。转速超调量则随着负载增大而增加，最大转速超调为13.6％；转矩超调量则随着负载增大而减少，最大转矩超调为11.3％。两者在0.5s之后均跟踪到给定值或给定曲线，说明推进系统有较好的调速特性和带载能力。
[0147]
并车推进(pti)与解列工况：根据联合推进系统的工况切换过程，5档升至6档时电机需要解列出来，负载转移到燃气轮机上；9档升至10档时电机需要与燃气轮机并车，一起推动船舶全速前进。
[0148]
1)解列要求电机负载转移至燃气轮机，但推进系统转速仍由电机控制，因此解列时要将电机的负载转矩转移给燃气轮机，保证解列前后总输出功率不变。
[0149]
仿真设定前50s为电机单独推进工况，在58s时进行解列，燃气轮机此时由惰性状态切换为给定油门运行，电机的负载转矩由给定值切换为总输出转矩与燃气轮机转矩之差，电机转速依然为闭环控制。仿真结果如图13和图14所示。图13表示电机解列时输出波形，包含单相定子电流、电机转矩和电机转子转速；图14表示电机解列时功率波形。分析图13和图14可知，在发出解列指令后1s的时间内，电机电磁转矩归零，定子电流幅值大幅度减小，表明卸载成功。电机在突卸负载时，转速由817r/min突升至950r/min，在1.3s之后稳定在817r/min。电机功率由8.47mw降为0，燃气轮机功率则由惰性工作状态的3mw升至8.47mw。58s前燃气轮机并不带载，推进系统输出功率只由电机提供，因此解列前后总输出功率不变。
[0150]
2)由于联合推进系统最后一档需要的功率大于燃气轮机所能提供的最大功率，需要电机来补足功率缺口。仿真设置90s进行并车，同时还要完成升档，因此电机转速在并车升档的过程中需要升高，这里同样设置5s的上升时间。仿真结果如图15和图16所示。分析可知在电机并入时，电机负载逐渐由0加载到87kn.m负载，转速在负荷转移瞬间突降。由于电机直接在一次升档过程中加载12mw，导致电机转速和转矩在升档过程中均出现波动，最终在15s左右稳定下来。在升档过程中，由于电机转矩上升，燃气轮机转矩受其影响出现突降，导致输出功率突降。待电机功率稳定，燃气轮机输出功率回升，达到了满功率输出。电机与燃机并车推进，使得联合推进系统最终输出10档功率43mw。
[0151]
表4pto模式下系统的转速和功率参数
[0152][0153]
根据表4的档位划分，电机转速给定为[548676 817 948 1015 1217]r/min，对应时间设定为[0 40 60 80 100 120]s，与之前的电机转速设置相同，升档时设定5s上升时间。电机的给定转矩为燃气轮机转矩与总输出转矩之差。
[0154]
在前五档运行时，电机回馈功率都将以表4中范围内的最大值设计，即给定95500n.m的发电转矩，仅在最后一档时由于系统总输出功率增大，燃气轮机提供给电机发电的剩余功率减小，发电功率减小，电磁转矩绝对值相对减小。
[0155]
仿真时间定为130s，仿真前30s为电机单独推进的第3档工况，30s由电机单独推进工况转为电机随动发电工况。仿真结果如图17～图21所示。由图17～图21的仿真结果分析可知，电机由电动状态转为发电状态时，电磁转矩由正突变为负。转速突增到740r/min，转速转矩在2s后稳定到给定值。之后提高发电工况档位时，电机实际转速能很好地跟踪给定转速，电机电磁转矩在转速升高地过程中会产生波动。电机随动发电工况下，燃气轮机输出功率高于推进系统总输出功率，多余的功率由传动轴提供给电机，带动电机进行发电。网侧电压电流波形相位相反，网侧三相变流器处于逆变模式，说明并网发电成功。分析图17所示的网侧电压和电流fft分析结果可知，电压thd为0.18％，电流thd为3.81％，符合国家对10kv等级网络对谐波的要求。

技术特征：
1.一种柴电-燃联合推进系统的控制方法，用于控制包含变压器、双向三相变流器、六相感应电机、燃气轮机、离合器、齿轮箱和螺旋桨的柴电-燃联合推进系统，其中双向三相变流器包含三相电压型pwm整流器和三相电压型pwm逆变器，具有馈电功能的双y移30
°
六相感应电机采用鼠笼式转子结构，采用转速外环电流内环的控制模式，其特征在于：包括如下步骤步骤s1，建立六相感应电机的数学模型根据感应电动势表达式ε＝dψ/dt，得到电机电压方程式中u
s
为定子电压，u
r
为转子电压，i
s
为定子绕组相电流，i
r
为转子绕组相电流，ψ
s
为定子磁链，ψ
r
为转子磁链，r
s
为定子电阻，r
r
为转子电阻，p为微分算子，代替微分符号d/dt；定子磁链表示为定子自感磁链和转子对定子的互感磁链之和，转子磁链表示为转子自感磁链和定子对转子的互感磁链之和，得到电机磁链方程式中l
ss
为定子电感系数，l
sr
为定子对应转子的电感系，l
rs
为转子对应定子的电感系数，l
rr
为转子电感系数；电动机以机械能的形式带动负载运行，得到电机输出电磁转矩方程式中t
em
为电磁转矩，n
p
为电机极对数，θ为电角度，得到电力拖动系统的运动方程式中t
e
为电机输出转矩，t
l
为负载转矩，j为转动惯量，d为与转速成正比的转矩阻尼系数，ω
r
为电机的机械角速度，k为扭转弹性转矩系数，针对恒转矩负载，d＝0，k＝0，得到电机的运动方程由此得到六相感应电机的六维数学模型；步骤s2，对数学模型进行空间解耦变换；利用空间解耦矩阵t，将原始空间内的六维电机模型映射到三个相互正交的二维坐标子空间αβ，z1z2，o1o2中，得到
步骤s3，建立六相感应电机基于同步旋转坐标系d-q的数学模型；根据空间解耦变换推导出的电压、磁链和转矩方程，将与电磁量有关的电机方程进行park变换，得到推导和设计矢量控制策略所需的数学模型；其中电压方程为式中ψ
ds
、ψ
qs
、ψ
dr
、ψ
qr
为dq坐标系下定转子磁链d轴和q轴分量，i
ds
，i
qs
、i
dr
、i
qr
为dq坐标系下定转子电流d轴和q轴分量，ω1为同步角速度，ω
s
为转差角速度；磁链方程为式中l
s
为定子的电感系数，l
r
为转子的电感系，l
m
为转子与定子之间的电感系数；电磁转矩方程为t
em
＝n
p
l
m
(i
qs
i
dr-i
ds
i
qr
)；步骤s4，分别建立基于全控器件的三相桥、滤波电感l以及直流母线支撑电容c
dc
的三相电压型pwm整流器和三相电压型pwm逆变器的数学模型；步骤s5，基于svpwm的六相感应电机双dq矢量控制：将双y移30
°
六相感应电机的绕组结构看作是两个在空间上互差30
°
的三相绕组，通过坐标变换完成对六维强耦合系统的解耦；将单套三相绕组作为一个三相感应电机进行控制，第一套三相绕组与d轴夹角为θ，第二套三相绕组则与d轴夹角θ-30
°
；通过两个角度相差30
°
的坐标变换，将六相感应电机数学模型的简化为两套三相绕组的数学模型式中x＝1,2，表示第一套绕组和第二套绕组，
联立上述三式可得双dq矢量控制所需公式为：两套三相绕组的中性点分别与其对应的逆变器直流母线中点存在共模电压，记为u
mg
和u
m’g’，表示为式中u
ag
，u
bg
，u
cg
，u
dg
，u
eg
，u
fg
分别为两台逆变器的桥臂电压。2.根据权利要求1所述的一种柴电-燃联合推进系统的控制方法，其特征在于，用000～111表示三相电压型pwm逆变器电路拓扑中三相桥臂六个开关器件的八种开关组合，八种开关状态下分别输出的六个非零矢量u1～u6和两个零矢量u0、u7的空间矢量，u1～u6六个空间矢量平面以60
°
为夹角平均分为六个扇区，八个基本电压矢量的共模电压值如下表所示：采用公式u
ref
t＝u
x
t
x
+u
y
t
y
+u0t0对每个扇区的两个非零矢量以及两零矢量合成得到平面上的所有电压矢量，式中u
ref
为期望电压矢量，u
x
，u
y
为扇区始边和终边基本电压矢量，u0为零矢量，t为采样周期，t
x
、t
y
为扇区始边和终边基本电压矢量作用时间，t0为零矢量作用时间；基于结合u1，u2，u4与u3，u5，u6的共模抑制svpwm算法，将非零基本电压矢量全部顺时针旋转30
°
得到新的扇区并重新编号，落入s1，s2，s4扇区的u
ref
用u1，u2，u4合成；落入s3，s5，s6扇区的u
ref
用u3，u5，u6合成，设三个基本电压矢量的作用时间为t1、t2和t4，则u1，u2，u4伏秒平衡方程为可得t4、t2和t1的表达式为3.根据权利要求2所述的一种柴电-燃联合推进系统的控制方法，其特征在于，所述步骤s4中将三相电压型pwm整流器每相的开关管开关函数定义为
设v
no
为直流母线支撑电容c
dc
正极n点与中性点o点之间的电压差，对三相电压型pwm整流器三相输入电路应用基尔霍夫电压定律，得到三相电压回路方程正极由基尔霍夫电流定律推导出直流母线支撑电容c
dc
负极p点的电流关系式4.根据权利要求2所述的一种柴电-燃联合推进系统的控制方法，其特征在于，所述步骤s4中建立三相电压型pwm逆变器在dq旋转坐标系下的数学模型步骤为：通过clark变换将三相静止坐标系abc变量变换到αβ两相静止坐标系，再通过park变换将αβ两相静止坐标系变量变换到dq两相同步旋转坐标系，得到三相电压型pwm逆变器的低频数学模型选择三相电感电流i
la
、i
lb
、i
lc
，电容电压v
oa
、v
ob
、v
oc
和负载电流i
oa
、i
ob
、i
oc
作为状态变量，u
dc
为直流母线电压，c
dc
为直流母线支撑电容；得到三相电压型pwm逆变器的低频数学模型为其中v
a
、v
b
、v
c
为逆变器机侧三相输出电压，v
oa
、v
ob
、v
oc
分别相对于o点的电压为逆变器交流三相电容电压兼三相负载电压，i
la
、i
lb
、i
lc
为逆变器交流三相电感电流，l为滤波电感，c为滤波电容；对三相电压型pwm逆变器进行clark和park变换，得到两相旋转dq坐标系下三相电压型
pwm逆变器的数学模型式中i
oa
、i
ob
、i
oc
为三相负载电流；c为滤波电容；r为交流侧线路等效电阻。

技术总结
本发明公开了一种柴电-燃联合推进系统的控制方法，先建立六相感应电机的六维数学模型，然后对数学模型进行空间解耦变换，再建立六相感应电机基于同步旋转坐标系d-q的数学模型，分别建立三相电压型PWM整流器和三相电压型PWM逆变器的数学模型，最后基于SVPWM的六相感应电机双dq矢量控制；电机随动发电工况下，燃气轮机输出功率高于推进系统总输出功率，多余的功率由传动轴提供给电机，带动电机进行发电，符合国家对10kV等级网络对谐波的要求。符合国家对10kV等级网络对谐波的要求。符合国家对10kV等级网络对谐波的要求。


技术研发人员：邵俊波 杜立天 杨一鹏 肖霆 陈亮
受保护的技术使用者：武汉船用电力推进装置研究所（中国船舶重工集团公司第七一二研究所）
技术研发日：2022.12.08
技术公布日：2023/5/16