直流转换电路、控制方法及电子设备与流程

1.本技术属于电力电子技术领域，尤其涉及一种直流转换电路、控制方法及电子设备。


背景技术：

2.直流转换电路是一种将直流电变换为另一电压固定或电压可变的直流电的电路。传统的直流转换电路采用两个开关管或多个开关管并联，开关管与开关管交错φ度相角导通，通过交错控制开关管导通，大大减少了输出电流纹波，但是每条支路都需要一个储能组件，因此仍存在电路复杂的技术问题。


技术实现要素：

3.本技术的目的在于提供一种直流转换电路、控制方法及电子设备，旨在解决相关直流转换电路的电路复杂的技术问题。
4.第一方面，本技术实施例提供了一种直流转换电路，包括第一电容组件、第二电容组件、第一开关组以及第二开关组，所述第一开关组以及所述第二开关组均包括m个开关管，m为大于1的正整数；
5.所述第一电容组件的第一端、所述第一开关组中的m个开关管的第一端共同作为所述直流转换电路的正极输入端；所述第一开关组中的m个开关管的第二端共接于第一节点；
6.所述第二电容组件的第一端、所述第二开关组中的m个开关管的第一端共同作为所述直流转换电路的负极输入端；所述第二开关组中的m个开关管的第二端共接于第二节点；
7.所述第一电容组件的第二端和所述第二电容组件的第二端共接于第三节点；
8.第一单向导通组件，所述第一单向导通组件与所述第三节点和所述第一节点连接；
9.第二单向导通组件，所述第二单向导通组件与所述第三节点和所述第二节点连接；
10.储能组件，所述储能组件的第一端与所述第一节点连接；
11.其中，所述储能组件的第二端作为所述直流转换电路的正极输出端，所述第二节点作为所述直流转换电路的负极输出端。
12.第二方面，本技术实施例还提供一种直流转换电路的控制方法，基于上述的直流转换电路，所述直流转换电路的控制方法包括：
13.所述第一开关组中的m个开关管的控制端接入m个第一驱动信号，所述第二开关组的m个开关管的控制端接入m个第二驱动信号；
14.其中，每两个所述第一驱动信号之间和每两个所述第二驱动信号之间的相位差介于350
°
/m至370
°
/m之间；或
15.每两个所述第一驱动信号之间、每两个所述第二驱动信号之间和每一个所述第一驱动信号与每一个所述第二驱动信号之间的相位差介于170
°
/m至190
°
/m之间；或
16.每两个所述第一驱动信号之间、每两个所述第二驱动信号之间和一所述第一驱动信号与一所述第二驱动信号之间的相位差介于170
°
/m至190
°
/m之间。
17.第三方面，本技术实施例还提供一种电子设备，所述电子设备包括上述的直流转换电路。
18.本发明实施例与现有技术相比存在的有益效果是：
19.第一电容组件的第一端、第一开关组中的m个开关管的第一端共同作为直流转换电路的正极输入端；第一开关组中的m个开关管的第二端共接于第一节点；第二电容组件的第一端、第二开关组中的m个开关管的第一端共同作为直流转换电路的负极输入端；第二开关组中的m个开关管的第二端共接于第二节点；由于第一开关组和第二开关组内均有m个开关管并联，通过交错控制开关管导通，可以减少输出电流纹波，且因纹波电流的减少还可以降低开关频率，从而降低开关损耗。第一单向导通组件与第三节点和第一节点连接；第二单向导通组件与第三节点和第二节点连接；储能组件的第一端与第一节点连接；储能组件的第二端作为直流转换电路的正极输出端，第二节点作为直流转换电路的负极输出端，由于只采用了一个储能组件，简化了直流转换电路的电路拓扑，降低了直流转换电路的成本。
附图说明
20.为了更清楚地说明本技术实施例中的技术申请，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本技术的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
21.图1为本技术一实施例提供的直流转换电路的一种结构示意图；
22.图2为本技术一实施例提供的直流转换电路的一种电路原理图；
23.图3为本技术一实施例提供的一种直流转换电路的控制方法的驱动信号示意图；
24.图4为本技术一实施例提供的另一种直流转换电路的控制方法的驱动信号示意图；
25.图5为本技术一实施例提供的另一种直流转换电路的控制方法的驱动信号示意图；
26.图6为本技术一实施例提供的另一种直流转换电路的控制方法的驱动信号示意图；
27.图7为本技术一实施例提供的另一种直流转换电路的控制方法的驱动信号示意图；
28.图8为本技术一实施例提供的另一种直流转换电路的控制方法的驱动信号示意图；
29.图9为本技术一实施例提供的另一种直流转换电路的控制方法的驱动信号示意图；
30.图10为本技术一实施例提供的另一种直流转换电路的控制方法的驱动信号示意图；
31.图11为本技术一实施例提供的另一种直流转换电路的控制方法的驱动信号示意图；
32.图12为本技术一实施例提供的另一种直流转换电路的控制方法的驱动信号示意图；
33.图13为本技术一实施例提供的另一种直流转换电路的控制方法的驱动信号示意图；
34.图14为本技术一实施例提供的另一种直流转换电路的控制方法的驱动信号示意图；
35.图15为本技术一实施例提供的另一种直流转换电路的控制方法的驱动信号示意图；
36.图16为本技术一实施例提供的另一种直流转换电路的控制方法的驱动信号示意图；
37.图17为本技术一实施例提供的另一种直流转换电路的控制方法的驱动信号示意图；
38.图18为本技术一实施例提供的另一种直流转换电路的控制方法的驱动信号示意图；
39.图19为本技术一实施例提供的另一种直流转换电路的控制方法的驱动信号示意图。
具体实施方式
40.为了使本技术所要解决的技术问题、技术方案及有益效果更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本技术进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本技术，并不用于限定本技术。
41.此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。在本技术的描述中，“多个”的含义是两个或两个以上，除非另有明确具体的限定。
42.图1示出了本技术一实施例提供的直流转换电路的结构示意图，为了便于说明，仅示出了与本实施例相关的部分，详述如下：
43.如图1所示，直流转换电路包括第一电容组件100、第二电容组件200、第一开关组300以及第二开关组400，第一开关组300以及第二开关组400均包括m个开关管，m为大于1的正整数。
44.第一电容组件100的第一端、第一开关组300中的m个开关管的第一端共同作为直流转换电路的正极输入端；第一开关组300中的m个开关管的第二端共接于第一节点a；第二电容组件200的第一端、第二开关组400中的m个开关管的第一端共同作为直流转换电路的负极输入端；第二开关组400中的m个开关管的第二端共接于第二节点b；第一电容组件100的第二端和第二电容组件200的第二端共接于第三节点c；第一单向导通组件500，第一单向导通组件500与第三节点c和第一节点a连接；第二单向导通组件600，第二单向导通组件600与第三节点c和第二节点b连接；储能组件700，储能组件700的第一端与第一节点a连接；其
中，储能组件700的第二端作为直流转换电路的正极输出端，第二节点b作为直流转换电路的负极输出端。
45.直流转换电路通过正极输入端vin+和负极输入端vin-接入输入直流电。直流转换电路还通过正极输出端vo+和负极输出端vo-输出转换后的电流到输出滤波器。
46.第一电容组件100用于当第一单向导通组件500导通而第二单向导通组件600关断时进行充电储能，当第一单向导通组件500关断而第二单向导通组件600导通时释放存储的电能；第二电容组件200用于当第二单向导通组件600导通而第一单向导通组件500关断时进行充电储能，当第二单向导通组件600关断而第一单向导通组件500导通时释放存储的电能。
47.可以理解的是，由于第一开关组300和第二开关组400内均有m个开关管并联，通过交错控制开关管导通，可以减少输出电流纹波。纹波是由于直流稳定电源的电压波动而造成的一种现象，因为直流稳定电源一般是由交流电源经整流稳压等环节而形成的，这就不可避免地在直流稳定量中多少带有一些交流成份，这种叠加在直流稳定量上的交流分量就称之为纹波。减少输出电流纹波即减少了交流分量，从而可以降低开关频率，进而降低开关损耗；还可以减少输出滤波器的体积，减少电磁干扰。
48.需要说明的是，第一开关组300中的m个开关管及第二开关组400中的m个开关管包括场效应管或igbt(insulated gate bipolar transistor，绝缘栅双极型晶体管)；当开关管为场效应管时，开关管的第一端为场效应管的漏极，开关管的第二端为场效应管的源极，开关管的第三端为场效应管的栅极；当开关管为igbt时，开关管的第一端为igbt的漏极，开关管的第二端为igbt的源极，开关管的第三端为igbt的栅极。
49.第一单向导通组件500将电流从第三节点c单向导通至第一节点a，第二单向导通组件600将电流从第二节点b单向导通至第三节点c。
50.储能组件700当开关管输入直流电时，进行充电，当开关管停止输入直流电时，进行放电。由于直流转换电路仅采用一个储能组件700且没有功率变压器，简化了电路拓扑，避免了变压器饱和及变压器体积过大的问题，降低了搭建直流转换电路的成本，缩小了直流转换电路的体积，提高了应用该电路产品的竞争力。
51.图2为本技术一实施例提供的直流转换电路的一种电路原理图。
52.作为示例而非限定，如图2所示，第一单向导通单元包括第一二极管d1；第一二极管d1的正极与第三节点c连接，第一二极管d1的负极与第一节点a连接；和/或
53.第二单向导通单元包括第二二极管d2；第二二极管d2的正极与第二节点b连接，第二二极管d2的负极与第三节点c连接。
54.第一二极管d1和第二二极管d2在开关管导通时可以钳位各个开关管的电压应力，即使因驱动布线差异或器件参数差异导致开关管开通关断不一致，也不会出现单个开关管承受整个输入电压vin的情况；第一二极管d1和第二二极管d2在开关管闭合时可以导通进行续流，防止电压电流的突变，为反向电动势提供通路。
55.作为示例而非限定，如图2所示，储能组件700包括储能电感l1。
56.储能电感l1作为储能组件700，体积小，成本低。
57.作为示例而非限定，如图2所示，第一电容组件100包括一个或多个第一电容c1，多个第一电容c1并联设置或者串联设置；
58.第二电容组件200包括一个或多个第二电容c2，多个第二电容c2并联设置或者串联设置。
59.使用第一电容c1和第二电容c2作为电容组件，设备简单、成本低，且可以灵活设置多个第一电容c1并联设置或者串联设置、多个第二电容c2并联设置或者串联设置以实现不同大小的储能需求。
60.作为示例而非限定，如图2所示，直流转换电路还包括：输出滤波器。
61.输出滤波器的正极输入端与储能组件700的第二端连接，输出滤波器的负极输入端与第二节点b连接。
62.输出滤波器将转换后的电流进行滤波，减少电磁干扰，提高直流转换电路的稳定性。
63.作为示例而非限定，如图2所示，第一开关组300包括并联设置的第一场效应管q1和第二场效应管q2；第二开关组400包括并联设置的第三场效应管q3和第四场效应管q4。
64.其中，第一场效应管q1的栅极接入第一个第一驱动信号g1，第二场效应管q2的栅极接入第二个第一驱动信号g2，第三场效应管q3的栅极接入第一个第二驱动信号g3，第四场效应管q4的栅极接入第二个第二驱动信号g4。
65.包括两个开关管的开关组使直流转换电路结构简单，也减小了相应的直流转换电路的控制软件开发成本。
66.基于上述直流转换电路，本技术实施例还提供一种直流转换电路的控制方法。该控制方法基于以上所述的直流转换电路，其中，该控制方法包括：第一开关组300中的m个开关管的控制端接入m个第一驱动信号，第二开关组400的m个开关管的控制端接入m个第二驱动信号。
67.其中，每两个第一驱动信号之间和每两个第二驱动信号之间的相位差介于350
°
/m至370
°
/m之间；或
68.每两个第一驱动信号之间、每两个第二驱动信号之间和每一个第一驱动信号与每一个第二驱动信号之间的相位差介于170
°
/m至190
°
/m之间；或
69.每两个所述第一驱动信号之间、每两个所述第二驱动信号之间和一所述第一驱动信号与一所述第二驱动信号之间的相位差介于170
°
/m至190
°
/m之间。
70.可以理解的是，输入驱动信号时，开关管导通，停止输入驱动信号时，开关管关闭。不同驱动信号相位差不同，则驱动信号对应控制的开关管的导通时间也不同，从而可以实现开关管的交错导通，进而减少了输出电流纹波，降低了开关频率，进而降低了开关损耗，提高了直流转换电路的工作效率，本实施例提供了不同的控制方法，可以根据实际需要选择不同的控制方法，提高了对直流转换电路控制的灵活性和实用性。
71.在一个周期内，驱动信号的占空比不同，则驱动信号对应控制的开关管的导通时长也不同，从而该开关管的占空比d也不同，即通过控制驱动信号的占空比可以控制开关管的占空比d。
72.软开关是电器回路中用于连通和切断负载的一种方式，这种方式指负载的切断和接通不是瞬间突然地完成，而是逐渐地由小到大完成接通过程，逐渐地由大到小完成切断过程，从而大大降低开关损耗。软开关分类包括零电压开通(开关开通前其两端电压为零，则开通时不会产生损耗和噪声)、零电流关断(开关关断前其电流为零，则关断时不会产生
损耗和噪声)、零电压关断(与开关并联的电容能延缓开关关断后电压上升的速率，从而降低关断损耗)、零电流开通(与开关串联的电感l1能延缓开关开通后电流上升的速率，降低了开通损耗)，本技术实施例提供的直流转换电路的控制方法可以实现该直流转换电路的软开关工作模式，具体分析见后续示例。
73.作为示例而非限定，每两个第一驱动信号和每两个第二驱动信号之间的相位差介于350
°
/m至370
°
/m之间包括：
74.第一开关组300中的第一个开关管至第一开关组300中的第m个开关管依次接入第一驱动信号；和
75.第二开关组400中的第m个开关管至第二开关组400中的第一个开关管依次接入第二驱动信号。
76.其中，第n个第一驱动信号和第m-n+1个第二驱动信号相同，n为大于或等于1的正整数，且n为小于或等于m的正整数。
77.作为一种示例，如图2所示，当m为2时，每两个第一驱动信号和每两个第二驱动信号之间的相位差可以是175
°
至185
°
之间，此处为了便于描述，取180
°
作为示例做出说明。
78.一个周期t为360
°
，第一个第一驱动信号g1和第二个第二驱动信号g4相同，第二个第一驱动信号g2和第一个第二驱动信号g3相同，且第一个第一驱动信号g1和第二个第一驱动信号g2之间的相位差为180
°
，即t/2，此时第一场效应管q1和第二场效应管q2导通的相位差为180
°
，因此流过储能组件700的频率及输出滤波电容的充放电频率会变成2*f，其中，f为单个开关管的开关频率。因此，输出滤波器体积可减少1/2，从而在不影响直流转换电路正常输出功率的同时，减小了直流转换电路的体积，提高了直流转换电路的实用性。
79.可以理解的是，当输出功率需求变大时，m的具体数值可以灵活选择，比如，m为3，流过储能电感l1的频率及输出滤波电容的充放电频率会变成3*f，m为4，流过储能电感l1的频率及输出滤波电容的充放电频率会变成4*f等等，采用更多的开关管并联后，流过储能组件700的电流的频率以及输出滤波电容的充放电频率都会变成m*f，因此采用更多的开关管并联后，可采用更小的储能电感l1和输出滤波电容，从而进一步减小直流转换电路的体积，提高直流转换电路的实用性。
80.需要说明的是，此处对输出驱动信号的驱动电路种类不做具体限制，可以采用相关技术中的任意一种。例如，驱动电路可以采用驱动芯片与驱动变压器组合的结构，还可以采用光耦合器与驱动芯片组合的结构等等。
81.在本实施例中，每两个第一驱动信号和每两个第二驱动信号之间的相位差介于350
°
/m至370
°
/m之间，即每两个第一驱动信号对应的开关管和每两个第二驱动信号对应的开关管之间导通的相位差介于350
°
/m至370
°
/m，故此时流过储能组件700的频率及输出滤波电容的充放电频率会变成m*f，其中，f为单个开关管的开关频率。因此，输出滤波器体积可减少到1/m，且m越大，直流转换电路体积越小，从而在不影响直流转换电路正常输出功率的同时，减小了直流转换电路的体积，提高了直流转换电路的实用性，且每两个第一驱动信号和每两个第二驱动信号之间的相位差介于350
°
/m至370
°
/m之间，相较于各驱动信号之间相位差更小的控制方法，此种控制方法较为简单、易于实现。
82.作为一种示例，图3示出了为本技术一实施例中一种直流转换电路的控制方法的驱动信号示意图。当每两个第一驱动信号和每两个第二驱动信号之间的相位差为180
°
，驱
动信号的占空比小于0.5，即单个开关管的占空比d小于0.5时，由图3可知，每个周期直流转换电路包括四个工作状态。
83.在第一工作状态下，第一场效应管q1和第四场效应管q4导通，第二场效应管q2和第三场效应管q3截止，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
84.在第二工作状态下，第一场效应管q1至第四场效应管q4均截止，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600导通，储能组件700放电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
85.在第三工作状态下，第一场效应管q1和第四场效应管q4截止，第二场效应管q2和第三场效应管q3导通，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
86.在第四工作状态下，第一场效应管q1至第四场效应管q4均截止，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600导通，储能组件700放电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
87.第四个工作状态结束后，进入下一个周期。
88.此时，vo＝vin*d*2，其中，vo为输出电压，vin为输入电压，d为单个开关管的占空比。
89.第一二极管d1和第二二极管d2可钳位各个开关管的电压应力，即使因驱动布线差异或器件参数差异导致开关管开通关断不一致，也不会出现单个开关管承受整个输入电压vin的情况，从而提高了直流转换电路的可靠性。
90.作为一种示例，图4示出了为本技术一实施例中另一种直流转换电路的控制方法的驱动信号示意图。当每两个第一驱动信号和每两个第二驱动信号之间的相位差为180
°
，驱动信号的占空比等于0.5，即单个开关管的占空比d等于0.5时，由图4可知，每个周期直流转换电路包括两个工作状态。
91.在第一工作状态下，第一场效应管q1和第四场效应管q4导通，第二场效应管q2和第三场效应管q3截止，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
92.在第二工作状态下，第一场效应管q1和第四场效应管q4截止，第二场效应管q2和第三场效应管q3导通，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
93.第二个工作状态结束后，进入下一个周期。
94.此时，vo＝vin，其中，vo为输出电压，vin为输入电压。
95.场效应管要想实现零电压开通，也就是其在开通前，漏源电压vds必须为0，栅极加上驱动信号，这样就可以实现其零电压的开通。
96.场效应管要想实现零电压关断，就是漏源电压vds电压为0时，去除栅极驱动信号，从而将其关断。
97.如图2所示，在本实施例中，若第一场效应管q1导通，第二场效应管q2关断，由于第一场效应管q1导通时其两端电压为0，此时开通第二场效应管q2，则由于第一场效应管q1的电压钳位作用，此时第二场效应管q2的两端电压为0，故而第二场效应管q2能够在第一场效
应管q1导通的情况下实现零电压开通。
98.若第一场效应管q1和第二场效应管q2均导通，由于第一场效应管q1导通时其两端电压为0，若此时关断第二场效应管q2，则由于第一场效应管q1的电压钳位作用，此时第二场效应管q2的两端电压为0，故而第二场效应管q2能够在第一场效应管q1导通的情况下实现零电压关断。
99.以此类推，第一场效应管q1能够在第二场效应管q2导通时实现零电压开通或零电压关断，第三场效应管q3能够在第四场效应管q4导通时实现零电压开通或零电压关断，第四场效应管q4能够在第三场效应管q3导通时实现零电压开通或零电压关断。
100.由图4可知，t/2时刻由于第一场效应管q1至第四场效应管q4均处于导通状态，因此第一场效应管q1至第四场效应管q4两端电压分别为0，所以此时第二场效应管q2和第三场效应管q3将第一场效应管q1和第四场效应管q4两端的电压钳位为0，第一场效应管q1和第四场效应管q4可以实现零电压关断；第一场效应管q1和第四场效应管q4将第二场效应管q2和第三场效应管q3两端的电压钳位为0，第二场效应管q2和第三场效应管q3可以实现零电压开通；以此类推，t时刻第二场效应管q2和第三场效应管q3可以实现零电压关断、第一场效应管q1和第四场效应管q4可以实现零电压开通，因此各个开关管在单个开关管的占空比d等于0.5时均可以实现软开关，降低了开关损耗，提高了直流转换电路的工作效率。
101.作为一种示例，图5示出了为本技术一实施例中另一种直流转换电路的控制方法的驱动信号示意图。当每两个第一驱动信号和每两个第二驱动信号之间的相位差为180
°
，驱动信号的占空比大于0.5，即单个开关管的占空比d大于0.5时，由图5可知，每个周期直流转换电路包括四个工作状态。
102.在第一工作状态下，第一场效应管q1至第四场效应管q4导通，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
103.在第二工作状态下，第一场效应管q1和第四场效应管q4导通，第二场效应管q2和第三场效应管q3截止，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
104.在第三工作状态下，第一场效应管q1至第四场效应管q4导通，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
105.在第四工作状态下，第一场效应管q1和第四场效应管q4截止，第二场效应管q2和第三场效应管q3导通，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
106.第四个工作状态结束后，进入下一个周期。
107.此时，vo＝vin，其中，vo为输出电压，vin为输入电压。
108.由图5可知，t0时刻第一场效应管q1和第四场效应管q4零电压开通，t3时刻第一场效应管q1和第四场效应管q4零电压关断，t1时刻第二场效应管q2和第三场效应管q3零电压关断，t2第二场效应管q2和第三场效应管q3零电压开通，因此各个开关管在单个开关管的占空比d大于0.5时均可以实现软开关，降低了开关损耗，提高了直流转换电路的工作效率。
109.因此占空比大于等于0.5时，各个开关管均可以实现零电压开通、零电压关断，进
一步降低开关损耗，提高直流转换电路的工作效率。增大单个开关管的占空比d，可以减少流过单个开关管的电流有效值，进一步获得高效率输出。
110.作为示例而非限定，每两个第一驱动信号之间、每两个第二驱动信号之间和每一个第一驱动信号与每一个第二驱动信号之间的相位差介于170
°
/m至190
°
/m之间包括：
111.第一开关组300中的第一个开关管至第一开关组300中的第m个开关管依次接入第一驱动信号；和
112.第二开关组400中的第m个开关管至第二开关组400中的第一个开关管依次接入第二驱动信号。
113.其中，第n个第一驱动信号和第m-n+1个第二驱动信号之间的相位差介于170
°
/m至190
°
/m之间，n为大于或等于1的正整数，且n为小于或等于m的正整数。
114.作为一种示例，如图2所示，当m为2时，第n个第一驱动信号和第m-n+1个第二驱动信号之间的相位差可以是85
°
至95
°
之间，此处为了便于描述，取90
°
作为示例做出说明。
115.一个周期t为360
°
，第一个第一驱动信号g1和第二个第二驱动信号g4之间的相位差为90
°
，第二个第二驱动信号g4和第二个第一驱动信号g2之间的相位差为90
°
，第二个第一驱动信号g2和第一个第二驱动信号g3之间的相位差为90
°
，即t/4，即各个驱动信号对应的开关管之间的导通相位差也为90
°
，此时直流电流过储能组件700的频率及输出滤波电容的充放电频率会变成4*f，其中，f为单个开关管的开关频率。因此，输出滤波器体积可减少3/4，从而在不影响直流转换电路正常输出功率的同时，减小了直流转换电路的体积，提高了直流转换电路的实用性。
116.可以理解的是，当输出功率需求变大时，m的具体数值可以灵活选择，比如，m为3，直流电流过储能电感l1的频率及输出滤波电容的充放电频率会变成6*f，m为4，流过储能电感l1的频率及输出滤波电容的充放电频率会变成8*f等等，采用更多的开关管并联后，流过储能组件700的电流的频率以及输出滤波电容的充放电频率都会变成2*m*f，以此类推，采用更多的开关管并联后，可采用更小的储能电感l1和输出滤波电容，从而在不影响直流转换电路正常输出功率的同时，减小了直流转换电路的体积，提高了直流转换电路的实用性。
117.需要说明的是，此处对输出驱动信号的驱动电路种类不做具体限制，可以采用相关技术中的任意一种。例如，驱动电路可以采用驱动芯片与驱动变压器组合的结构，还可以采用光耦合器与驱动芯片组合的结构等等。
118.在本实施例中，每两个第一驱动信号之间和每两个第二驱动信号之间的相位差介于350
°
/m至370
°
/m之间，每一个第一驱动信号与每一个第二驱动信号之间的相位差介于170
°
/m至190
°
/m之间，其中，f为单个开关管的开关频率。因此，输出滤波器体积可减少到1/2m，且m越大，直流转换电路体积越小，从而在不影响直流转换电路正常输出功率的同时，减小了直流转换电路的体积，提高了直流转换电路的实用性，且相较于各驱动信号之间相位差更大的控制方法，此种控制方法更为灵活，可实现的工作模态更多，适用范围更广。
119.作为一种示例，图6示出了为本技术一实施例中另一种直流转换电路的控制方法的驱动信号示意图。当每两个第一驱动信号之间和每两个第二驱动信号之间的相位差为180
°
，每一个第一驱动信号与每一个第二驱动信号之间的相位差为90
°
，驱动信号的占空比小于0.25，即单个开关管的占空比d小于0.25时，由图6可知，每个周期直流转换电路包括八个工作状态。
120.在第一工作状态下，第一场效应管q1导通，第二场效应管q2至第四场效应管q4均截止，第一单向导通组件500停止导通，第二单向导通组件600导通，储能组件700充电，第一电容组件100放电，第二电容组件200充电。
121.在第二工作状态下，第一场效应管q1至第四场效应管q4均截止，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600止工作，储能组件700放电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
122.在第三工作状态下，第四场效应管q4导通，第一场效应管q1至第三场效应管q3均截止，第一单向导通组件500导通，第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100充电，第二电容组件200放电。
123.在第四工作状态下，第一场效应管q1至第四场效应管q4均截止，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600止工作，储能组件700放电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
124.在第五工作状态下，第二场效应管q2导通，第一场效应管q1、第三场效应管q3至第四场效应管q4均截止，第一单向导通组件500停止导通，第二单向导通组件600导通，储能组件700充电，第一电容组件100放电，第二电容组件200充电。
125.在第六工作状态下，第一场效应管q1至第四场效应管q4均截止，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600止工作，储能组件700放电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
126.在第七工作状态下，第三场效应管q3导通，第一场效应管q1、第二场效应管q2和第四场效应管q4均截止，第一单向导通组件500导通，第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100充电，第二电容组件200放电。
127.在第八工作状态下，第一场效应管q1至第四场效应管q4均截止，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600止工作，储能组件700放电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
128.第八个工作状态结束后，进入下一个周期。
129.此时vo＝vin*d*2，其中，vo为输出电压，vin为输入电压，d为单个开关管的占空比。
130.由于单个开关管占空比d小于0.25，输出电压vo小于vin/2，当输出功率不大时，可以分别关闭第一开关组300中一个开关管的驱动信号和第二开关组400中一个开关管的驱动信号，只给两个开关组中分别导通的一个开关管发驱动信号，比如：关闭第一开关组300中第二个开关管、第二开关组400中第二个开关管的驱动信号，只给第一开关组300中第一个开关管、第二开关组400中第一个开关管发驱动信号，此时第一开关组300中第一个开关管、第二开关组400中第一个开关管导通的相位差为180
°
，这样既可以满足输出电压的要求，又可以减少低压输出时的开关损耗。
131.此外，通过控制单个开关管占空比d的大小，还可以解决第一电容c1、第二电容c2上的电压不均衡的问题。比如，当第一电容c1上的电压大于第二电容c2上的电压，可以控制第一开关组300中任一个开关管的占空比稍大于第二开关组400中任一个开关管的占空比，即给第一电容c1放电的时间稍长于给第二电容c2充电的时间，从而使第一电容c1、第二电容c2上的电压达到平衡。
132.第一二极管d1和第二二极管d2可钳位各个开关管的电压应力，即使因驱动布线差异或器件参数差异导致开关管开通关断不一致，也不会出现单个开关管承受整个输入电压vin的情况。
133.作为一种示例，图7示出了为本技术一实施例中另一种直流转换电路的控制方法的驱动信号示意图。当每两个第一驱动信号之间和每两个第二驱动信号之间的相位差为180
°
，每一个第一驱动信号与每一个第二驱动信号之间的相位差为90
°
，驱动信号的占空比等于0.25，即单个开关管的占空比d等于0.25时，由图7可知，每个周期直流转换电路包括四个工作状态。
134.在第一工作状态下，第一场效应管q1导通，第二场效应管q2至第四场效应管q4均截止，第一单向导通组件500停止导通，第二单向导通组件600导通，储能组件700充电，第一电容组件100放电，第二电容组件200充电。
135.在第二工作状态下，第四场效应管q4导通，第一场效应管q1至第三场效应管q3均截止，第一单向导通组件500导通，第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100充电，第二电容组件200放电。
136.在第三工作状态下，第二场效应管q2导通，第一场效应管q1、第三场效应管q3至第四场效应管q4均截止，第一单向导通组件500停止导通，第二单向导通组件600导通，储能组件700充电，第一电容组件100放电，第二电容组件200充电。
137.在第四工作状态下，第三场效应管q3导通，第一场效应管q1、第二场效应管q2和第四场效应管q4均截止，第一单向导通组件500导通，第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100充电，第二电容组件200放电。
138.第四个工作状态结束后，进入下一个周期。
139.此时vo＝vin*d*2，其中，vo为输出电压，vin为输入电压，d为单个开关管的占空比。
140.通过控制单个开关管占空比d的大小，可以解决第一电容c1、第二电容c2上的电压不均衡的问题。比如，当第一电容c1上的电压大于第二电容c2上的电压，可以控制第一开关组300中任一个开关管的占空比稍大于第二开关组400中任一个开关管的占空比，即给第一电容c1放电的时间稍长于给第二电容c2充电的时间，从而使第一电容c1、第二电容c2上的电压达到平衡。
141.作为一种示例，图8示出了为本技术一实施例中另一种直流转换电路的控制方法的驱动信号示意图。当每两个第一驱动信号之间和每两个第二驱动信号之间的相位差为180
°
，每一个第一驱动信号与每一个第二驱动信号之间的相位差为90
°
，驱动信号的占空比大于0.25且小于0.5，即单个开关管的占空比d大于0.25且小于0.5时，由图8可知，每个周期直流转换电路包括八个工作状态。
142.在第一工作状态下，第一场效应管q1和第三场效应管q3导通，第二场效应管q2和第四场效应管q4截止，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
143.在第二工作状态下，第一场效应管q1导通，第二场效应管q2至第四场效应管q4均截止，第一单向导通组件500停止导通，第二单向导通组件600导通，储能组件700充电，第一电容组件100放电，第二电容组件200充电。
144.在第三工作状态下，第一场效应管q1和第四场效应管q4导通，第二场效应管q2和第三场效应管q3截止，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
145.在第四工作状态下，第四场效应管q4导通，第一场效应管q1至第三场效应管q3均截止，第一单向导通组件500导通，第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100充电，第二电容组件200放电。
146.在第五工作状态下，第二场效应管q2和第四场效应管q4导通，第一场效应管q1和第三场效应管q3截止，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
147.在第六工作状态下，第二场效应管q2导通，第一场效应管q1、第三场效应管q3和第四场效应管q4均截止，第一单向导通组件500停止导通，第二单向导通组件600导通，储能组件700充电，第一电容组件100放电，第二电容组件200充电。
148.在第七工作状态下，第二场效应管q2和第三场效应管q3导通，第一场效应管q1和第四场效应管q4截止，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
149.在第八工作状态下，第三场效应管q3导通，第一场效应管q1、第二场效应管q2和第四场效应管q4均截止，第一单向导通组件500导通，第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100充电，第二电容组件200放电。
150.第八个工作状态结束后，进入下一个周期。
151.此时输出电压vo＝vin*d*2，其中，vo为输出电压，vin为输入电压，d为单个开关管的占空比。
152.通过控制单个开关管占空比d的大小，可以解决第一电容c1、第二电容c2上的电压不均衡的问题。比如，当第一电容c1上的电压大于第二电容c2上的电压，可以控制第一开关组300中任一个开关管的占空比稍大于第二开关组400中任一个开关管的占空比，即给第一电容c1放电的时间稍长于给第二电容c2充电的时间，从而使第一电容c1、第二电容c2上的电压达到平衡。
153.作为一种示例，图9示出了为本技术一实施例中另一种直流转换电路的控制方法的驱动信号示意图。当每两个第一驱动信号之间和每两个第二驱动信号之间的相位差为180
°
，每一个第一驱动信号与每一个第二驱动信号之间的相位差为90
°
，驱动信号的占空比等于0.5，即单个开关管的占空比d等于0.5时，由图9可知，每个周期直流转换电路包括四个工作状态。
154.在第一工作状态下，第一场效应管q1和第三场效应管q3导通，第二场效应管q2和第四场效应管q4截止，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
155.在第二工作状态下，第一场效应管q1和第四场效应管q4导通，第二场效应管q2和第三场效应管q3截止，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
156.在第三工作状态下，第二场效应管q2和第四场效应管q4导通，第一场效应管q1和第三场效应管q3截止，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件
700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
157.在第四工作状态下，第二场效应管q2和第三场效应管q3导通，第一场效应管q1和第四场效应管q4截止，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
158.第四个工作状态结束后，进入下一个周期。
159.此时vo＝vin，其中，vo为输出电压，vin为输入电压，d为单个开关管的占空比。
160.由图9可知，t0时刻第一场效应管q1零电压开通，t1时刻第四场效应管q4零电压开通、第三场效应管q3零电压关断，t2第一场效应管q1零电压关断、第二场效应管q2零电压开通，t3时刻第三场效应管q3零电压开通、第四场效应管q4零电压关断，t时刻第二场效应管q2零电压关断、第一场效应管q1零电压开通。因此各个开关管在单个开关管的占空比d等于0.5时均可以实现软开关，降低了开关损耗，提高了直流转换电路的工作效率。
161.作为一种示例，图10示出了为本技术一实施例中另一种直流转换电路的控制方法的驱动信号示意图。当每两个第一驱动信号之间和每两个第二驱动信号之间的相位差为180
°
，每一个第一驱动信号与每一个第二驱动信号之间的相位差为90
°
，驱动信号的占空比大于0.5且小于0.75，即单个开关管的占空比d大于0.5且小于0.75时，由图10可知，每个周期直流转换电路包括八个工作状态。
162.在第一工作状态下，第一场效应管q1、第二场效应管q2和第三场效应管q3导通，第四场效应管q4截止，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
163.在第二工作状态下，第一场效应管q1和第三场效应管q3导通，第四场效应管q4和第二场效应管q2截止，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
164.在第三工作状态下，第一场效应管q1、第三场效应管q3和第四场效应管q4导通，第二场效应管q2截止，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
165.在第四工作状态下，第一场效应管q1和第四场效应管q4导通，第三场效应管q3和第二场效应管q2截止，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
166.在第五工作状态下，第一场效应管q1、第二场效应管q2和第四场效应管q4导通，第三场效应管q3截止，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
167.在第六工作状态下，第二场效应管q2和第四场效应管q4导通，第三场效应管q3和第一场效应管q1截止，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
168.在第七工作状态下，第二场效应管q2、第三场效应管q3和第四场效应管q4导通，第一场效应管q1截止，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
169.在第八工作状态下，第二场效应管q2和第三场效应管q3导通，第一场效应管q1和第四场效应管q4截止，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件
700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
170.此时vo＝vin，其中，vo为输出电压，vin为输入电压，d为单个开关管的占空比。
171.由图10可知，t0时刻第一场效应管q1零电压开通，t1时刻第二场效应管q2零电压关断，t2第四场效应管q4零电压关断，t3时刻第三场效应管q3零电压关断，t4时刻第二场效应管q2零电压开通，t5时刻第一场效应管q1零电压关断，t6时刻第三场效应管q3零电压开通，t7第四场效应管q4零电压关断，t时刻第一场效应管q1零电压开通。因此各个开关管在单个开关管的占空比d大于0.5且小于0.75时均可以实现软开关，降低了开关损耗，提高了直流转换电路的工作效率。
172.作为一种示例，图11示出了为本技术一实施例中另一种直流转换电路的控制方法的驱动信号示意图。当每两个第一驱动信号之间和每两个第二驱动信号之间的相位差为180
°
，每一个第一驱动信号与每一个第二驱动信号之间的相位差为90
°
，驱动信号的占空比等于0.75，即单个开关管的占空比d等于0.75时，由图11可知，每个周期直流转换电路包括四个工作状态。
173.在第一工作状态下，第一场效应管q1至第四场效应管q4导通，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
174.在第二工作状态下，第一场效应管q1、第三场效应管q3和第四场效应管q4导通，第二场效应管q2截止，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
175.在第三工作状态下，第一场效应管q1、第二场效应管q2和第四场效应管q4导通，第三场效应管q3截止，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
176.在第四工作状态下，第一场效应管q1截止，第二场效应管q2、第三场效应管q3和第四场效应管q4导通，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
177.第四个工作状态结束后，进入下一个周期。
178.此时vo＝vin，其中，vo为输出电压，vin为输入电压，d为单个开关管的占空比。
179.由图11可知，t0时刻第一场效应管q1零电压开通，t1时刻第四场效应管q4零电压开通、第二场效应管q2零电压关断，t2第三场效应管q3零电压关断、第二场效应管q2零电压开通，t3时刻第三场效应管q3零电压开通、第一场效应管q1零电压关断，t时刻第四场效应管q4零电压开通、第一场效应管q1零电压开通。因此各个开关管在单个开关管的占空比d等于0.75时均可以实现软开关，降低了开关损耗，提高了直流转换电路的工作效率。
180.作为一种示例，图12示出了为本技术一实施例中另一种直流转换电路的控制方法的驱动信号示意图。当每两个第一驱动信号之间和每两个第二驱动信号之间的相位差为180
°
，每一个第一驱动信号与每一个第二驱动信号之间的相位差为90
°
，驱动信号的占空比大于0.75，即单个开关管的占空比d大于0.75时，由图12可知，每个周期直流转换电路包括八个工作状态。
181.在第一工作状态下，第一场效应管q1至第四场效应管q4导通，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组
件200停止工作。
182.在第二工作状态下，第一场效应管q1、第二场效应管q2和第三场效应管q3导通，第四场效应管q4截止，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
183.在第三工作状态下，第一场效应管q1至第四场效应管q4导通，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
184.在第四工作状态下，第一场效应管q1、第三场效应管q3和第四场效应管q4导通，第二场效应管q2截止，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
185.在第五工作状态下，第一场效应管q1至第四场效应管q4导通，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
186.在第六工作状态下，第一场效应管q1、第二场效应管q2和第四场效应管q4导通，第三场效应管q3截止，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
187.在第七工作状态下，第一场效应管q1至第四场效应管q4导通，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
188.在第八工作状态下，第二场效应管q2、第三场效应管q3和第四场效应管q4导通，第一场效应管q1截止，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
189.第八个工作状态结束后，进入下一个周期。
190.此时vo＝vin，其中，vo为输出电压，vin为输入电压，d为单个开关管的占空比。
191.由图12可知，t0时刻第一场效应管q1零电压开通，t1时刻第四场效应管q4零电压关断，t2第四场效应管q4零电压开通，t3时刻第二场效应管q2零电压关断，t4时刻第二场效应管q2零电压开通，t5时刻第三场效应管q3零电压关断，t6时刻第三场效应管q3零电压开通，t7时刻第一场效应管q1零电压关断，t时刻第一场效应管q1零电压开通。因此各个开关管在单个开关管的占空比d大于0.75时均可以实现软开关，降低了开关损耗，提高了直流转换电路的工作效率。
192.综上所述，当单个开关管的占空比d大于等于0.5时，各个开关管均可以实现零电压开通、零电压关断，进一步降低开关损耗，提高直流转换电路的工作效率。增大单个开关管的占空比d，可以减少流过单个开关管的电流有效值，进一步获得高效率输出。
193.作为示例而非限定，每两个所述第一驱动信号之间、每两个所述第二驱动信号之间和一所述第一驱动信号与一所述第二驱动信号之间的相位差介于170
°
/m至190
°
/m之间包括：
194.第一开关组300中的第一个开关管至第一开关组300中的第m个开关管依次接入第一驱动信号；和
195.第二开关组400中的第一个开关管至第二开关组400中的第m个开关管依次接入第
二驱动信号。
196.其中，第m个第一驱动信号和第一个第二驱动信号之间的相位差介于170
°
/m至190
°
/m之间。
197.作为一种示例，如图2所示，当m为2时，第n个第一驱动信号和第m-n+1个第二驱动信号之间的相位差可以是85
°
至95
°
之间，此处为了便于描述，取90
°
作为示例做出说明。
198.一个周期t为360
°
，第一个第一驱动信号g1和第二个第一驱动信号g2之间的相位差为90
°
，第二个第一驱动信号g2和第一个第二驱动信号g3之间的相位差为90
°
，第一个第二驱动信号g3和第二个第二驱动信号g4之间的相位差为90
°
，即t/4，则各个驱动信号对应的开关管之间的导通相位差也为90
°
，此时流过储能组件700的频率及输出滤波电容的充放电频率会变成4*f，其中，f为单个开关管的开关频率。因此，输出滤波器体积可减少3/4，从而在不影响直流转换电路正常输出功率的同时，减小了直流转换电路的体积，提高了直流转换电路的实用性。
199.可以理解的是，当输出功率需求变大时，m的具体数值可以灵活选择，比如，m为3，流过储能电感l1的频率及输出滤波电容的充放电频率会变成6*f，m为4，流过储能电感l1的频率及输出滤波电容的充放电频率会变成8*f等等，采用更多的开关管并联后，流过储能组件700的电流的频率以及输出滤波电容的充放电频率都会变成2*m*f，因此采用更多的开关管并联后，可采用更小的储能电感l1和输出滤波电容，从而在不影响直流转换电路正常输出功率的同时，减小了直流转换电路的体积，提高了直流转换电路的实用性。
200.需要说明的是，此处输出驱动信号的驱动电路需采用光耦合器与驱动芯片组合的结构。
201.在本实施例中，每两个所述第一驱动信号之间、每两个所述第二驱动信号之间和一所述第一驱动信号与一所述第二驱动信号之间的相位差介于170
°
/m至190
°
/m之间，其中，f为单个开关管的开关频率。因此，输出滤波器体积可减少到1/2m，且m越大，直流转换电路体积越小，从而在不影响直流转换电路正常输出功率的同时，减小了直流转换电路的体积，提高了直流转换电路的实用性，且相较于各驱动信号之间相位差更大的控制方法，此种控制方法更为灵活，可实现的工作模态更多，适用范围更广。
202.作为一种示例，图13示出了为本技术一实施例中另一种直流转换电路的控制方法的驱动信号示意图。当每两个第一驱动信号之间、每两个第二驱动信号之间和一第一驱动信号与一第二驱动信号之间的相位差为90
°
，驱动信号的占空比小于0.25，即单个开关管的占空比d小于0.25时，由图13可知，每个周期直流转换电路包括八个工作状态。
203.在第一工作状态下，第一场效应管q1导通，第二场效应管q2、第三场效应管q3和第四场效应管q4均截止，第一单向导通组件500停止导通，第二单向导通组件600导通，储能组件700充电，第一电容组件100放电，第二电容组件200充电。
204.在第二工作状态下，第一场效应管q1至第四场效应管q4均截止，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600导通，储能组件700放电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
205.在第三工作状态下，第二场效应管q2导通，第一场效应管q1、第三场效应管q3和第四场效应管q4均截止，第一单向导通组件500停止导通，第二单向导通组件600导通，储能组件700充电，第一电容组件100放电，第二电容组件200充电。
206.在第四工作状态下，第一场效应管q1至第四场效应管q4均截止，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600导通，储能组件700放电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
207.在第五工作状态下，第三场效应管q3导通，第一场效应管q1、第二场效应管q2和第四场效应管q4均截止，第一单向导通组件500导通，第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100充电，第二电容组件200放电。
208.在第六工作状态下，第一场效应管q1至第四场效应管q4均截止，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600导通，储能组件700放电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
209.在第七工作状态下，第四场效应管q4导通，第一场效应管q1、第二场效应管q2和第三场效应管q3均截止，第一单向导通组件500导通，第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100充电，第二电容组件200放电。
210.在第八工作状态下，第一场效应管q1至第四场效应管q4均截止，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600导通，储能组件700放电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
211.第八个工作状态结束后，进入下一个周期。
212.此时vo＝vin*d*2，其中，vo为输出电压，vin为输入电压，d为单个开关管的占空比。
213.第一场效应管q1和第三场效应管q3实现零电压关断，第二场效应管q2和第四场效应管q4实现零电压开通。
214.第一二极管d1和第二二极管d2可钳位各个开关管的电压应力，即使因驱动布线差异或器件参数差异导致开关管开通关断不一致，也不会出现单个开关管承受整个输入电压vin的情况。
215.通过控制单个开关管占空比d的大小，可以解决第一电容c1、第二电容c2上的电压不均衡的问题。比如，当第一电容c1上的电压大于第二电容c2上的电压，可以控制第一开关组300中任一个开关管的占空比稍大于第二开关组400中任一个开关管的占空比，即给第一电容c1放电的时间稍长于给第二电容c2充电的时间，从而使第一电容c1、第二电容c2上的电压达到平衡。
216.作为一种示例，图14示出了为本技术一实施例中另一种直流转换电路的控制方法的驱动信号示意图。当每两个第一驱动信号之间、每两个第二驱动信号之间和一第一驱动信号与一第二驱动信号之间的相位差为90
°
，驱动信号的占空比等于0.25，即单个开关管的占空比d等于0.25时，由图14可知，每个周期直流转换电路包括四个工作状态。
217.在第一工作状态下，第一场效应管q1导通，第二场效应管q2、第三场效应管q3和第四场效应管q4均截止，第一单向导通组件500停止导通，第二单向导通组件600导通，储能组件700充电，第一电容组件100放电，第二电容组件200充电。
218.在第二工作状态下，第二场效应管q2导通，第一场效应管q1、第三场效应管q3以及第四场效应管q4均截止，第一单向导通组件500停止导通，第二单向导通组件600导通，储能组件700充电，第一电容组件100放电，第二电容组件200充电。
219.在第三工作状态下，第三场效应管q3导通，第一场效应管q1、第二场效应管q2以及
第四场效应管q4均截止，第一单向导通组件500导通，第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100充电，第二电容组件200放电。
220.在第四工作状态下，第四场效应管q4导通，第一场效应管q1、第二场效应管q2和第三场效应管q3均截止，第一单向导通组件500导通，第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100充电，第二电容组件200放电。
221.第四个工作状态结束后，进入下一个周期。
222.此时vo＝vin*d*2，其中，vo为输出电压，vin为输入电压，d为单个开关管的占空比。
223.由图14可知，t1时刻第一场效应管q1零电压关断、第二场效应管q2零电压开通，t3时刻第三场效应管q3零电压关断、第四场效应管q4零电压开通，因此占空比d等于0.25时，第一场效应管q1和第三场效应管q3可以实现零电压关断，第二场效应管q2和第四场效应管q4可以实现零电压开通，即各个开关管均可以实现软开关，降低了开关损耗，提高了直流转换电路的工作效率。
224.第一二极管d1和第二二极管d2可钳位各个开关管的电压应力，即使因驱动布线差异或器件参数差异导致开关管开通关断不一致，也不会出现单个开关管承受整个输入电压vin的情况。
225.通过控制单个开关管占空比d的大小，可以解决第一电容c1、第二电容c2上的电压不均衡的问题。比如，当第一电容c1上的电压大于第二电容c2上的电压，可以控制第一开关组300中任一个开关管的占空比稍大于第二开关组400中任一个开关管的占空比，即给第一电容c1放电的时间稍长于给第二电容c2充电的时间，从而使第一电容c1、第二电容c2上的电压达到平衡。
226.作为一种示例，图15示出了为本技术一实施例中另一种直流转换电路的控制方法的驱动信号示意图。当每两个第一驱动信号之间、每两个第二驱动信号之间和一第一驱动信号与一第二驱动信号之间的相位差为90
°
，驱动信号的占空比大于0.25且小于0.5，即单个开关管的占空比d大于0.25且小于0.5时，由图15可知，每个周期直流转换电路包括八个工作状态。
227.在第一工作状态下，第一场效应管q1和第四场效应管q4导通，第二场效应管q2和第三场效应管q3截止，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
228.在第二工作状态下，第一场效应管q1导通，第二场效应管q2、第三场效应管q3和第四场效应管q4均截止，第一单向导通组件500停止导通，第二单向导通组件600导通，储能组件700充电，第一电容组件100放电，第二电容组件200充电。
229.在第三工作状态下，第一场效应管q1和第二场效应管q2导通，第三场效应管q3和第四场效应管q4截止，第一单向导通组件500停止导通，第二单向导通组件600导通，储能组件700充电，第一电容组件100放电，第二电容组件200充电。
230.在第四工作状态下，第二场效应管q2导通，第一场效应管q1、第三场效应管q3和第四场效应管q4截止，第一单向导通组件500停止导通，第二单向导通组件600导通，储能组件700充电，第一电容组件100放电，第二电容组件200充电。
231.在第五工作状态下，第一场效应管q1和第四场效应管q4截止，第二场效应管q2和
第三场效应管q3导通，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
232.在第六工作状态下，第三场效应管q3导通，第一场效应管q1、第二场效应管q2和第四场效应管q4截止，第一单向导通组件500导通，第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100充电，第二电容组件200放电。
233.在第七工作状态下，第三场效应管q3和第四场效应管q4导通，第一场效应管q1和第二场效应管q2截止，第一单向导通组件500导通，第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100充电，第二电容组件200放电。
234.在第八工作状态下，第四场效应管q4导通，第一场效应管q1、第二场效应管q2和第三场效应管q3均截止，第一单向导通组件500导通，第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100充电，第二电容组件200放电。
235.第八个工作状态结束后，进入下一个周期。
236.此时vo＝vin*[d*2-(d-0.25)]，其中，vo为输出电压，vin为输入电压，d为单个开关管的占空比。
[0237]
由图15可知，t2时刻第二场效应管q2零电压开通，t3时刻第一场效应管q1零电压关断，t6时刻第四场效应管q4零电压开通，t7时刻第三场效应管q3零电压关断。因此第一场效应管q1和第三场效应管q3可以实现零电压关断，第二场效应管q2和第四场效应管q4可以实现零电压开通。因此各个开关管在单个开关管的占空比d大于0.25且小于0.5均可以实现软开关，降低了开关损耗，提高了直流转换电路的工作效率。
[0238]
作为一种示例，图16示出了为本技术一实施例中另一种直流转换电路的控制方法的驱动信号示意图。当每两个第一驱动信号之间、每两个第二驱动信号之间和一第一驱动信号与一第二驱动信号之间的相位差为90
°
，驱动信号的占空比等于0.5，即单个开关管的占空比d等于0.5时，由图16可知，每个周期直流转换电路包括四个工作状态。
[0239]
在第一工作状态下，第一场效应管q1和第四场效应管q4导通，第二场效应管q2和第三场效应管q3截止，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
[0240]
在第二工作状态下，第一场效应管q1和第二场效应管q2导通，第三场效应管q3和第四场效应管q4截止，第一单向导通组件500停止导通，第二单向导通组件600导通，储能组件700充电，第一电容组件100放电，第二电容组件200充电。
[0241]
在第三工作状态下，第二场效应管q2和第三场效应管q3导通，第一场效应管q1和第四场效应管q4截止，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
[0242]
在第四工作状态下，第一场效应管q1和第二场效应管q2截止，第三场效应管q3和第四场效应管q4导通，第一单向导通组件500导通，第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100充电，第二电容组件200放电。
[0243]
第四个工作状态结束后，进入下一个周期。
[0244]
vo＝vin*[d*2-(d-0.25)]，其中，vo为输出电压，vin为输入电压，d为单个开关管的占空比。
[0245]
由图16可知，t1时刻第二场效应管q2零电压开通，t2时刻第一场效应管q1零电压
关断，t3时刻第四场效应管q4零电压开通，t时刻第三场效应管q3零电压关断。因此第一场效应管q1和第三场效应管q3可以实现零电压关断，第二场效应管q2和第四场效应管q4可以实现零电压开通。因此各个开关管在单个开关管的占空比d等于0.5时均可以实现软开关，降低了开关损耗，提高了直流转换电路的工作效率。
[0246]
第一二极管d1和第二二极管d2可钳位各个开关管的电压应力，即使因驱动布线差异或器件参数差异导致开关管开通关断不一致，也不会出现单个开关管承受整个输入电压vin的情况。
[0247]
通过控制单个开关管占空比d的大小，可以解决第一电容c1、第二电容c2上的电压不均衡的问题。比如，当第一电容c1上的电压大于第二电容c2上的电压，可以控制第一开关组300中任一个开关管的占空比稍大于第二开关组400中任一个开关管的占空比，即给第一电容c1放电的时间稍长于给第二电容c2充电的时间，从而使第一电容c1、第二电容c2上的电压达到平衡。
[0248]
作为一种示例，图17示出了为本技术一实施例中另一种直流转换电路的控制方法的驱动信号示意图。当每两个第一驱动信号之间、每两个第二驱动信号之间和一第一驱动信号与一第二驱动信号之间的相位差为90
°
，驱动信号的占空比大于0.5且小于0.75，即单个开关管的占空比d大于0.5且小于0.75时，由图17可知，每个周期直流转换电路包括八个工作状态。
[0249]
在第一工作状态下，第一场效应管q1、第三场效应管q3和第四场效应管q4导通，第二场效应管q2截止，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
[0250]
在第二工作状态下，第一场效应管q1和第四场效应管q4导通，第二场效应管q2和第三场效应管q3截止，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
[0251]
在第三工作状态下，第一场效应管q1、第二场效应管q2和第四场效应管q4导通，第三场效应管q3截止，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
[0252]
在第四工作状态下，第一场效应管q1和第二场效应管q2导通，第三场效应管q3和第四场效应管q4截止，第一单向导通组件500停止导通，第二单向导通组件600导通，储能组件700充电，第一电容组件100放电，第二电容组件200充电。
[0253]
在第五工作状态下，第一场效应管q1、第二场效应管q2和第三场效应管q3导通，第四场效应管q4截止，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
[0254]
在第六工作状态下，第一场效应管q1和第四场效应管q4截止，第二场效应管q2和第三场效应管q3导通，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
[0255]
在第七工作状态下，第二场效应管q2、第三场效应管q3和第四场效应管q4导通，第一场效应管q1截止，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
[0256]
在第八工作状态下，第三场效应管q3和第四场效应管q4导通，第一场效应管q1和
第二场效应管q2截止，第一单向导通组件500导通，第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100充电，第二电容组件200放电。
[0257]
第八个工作状态结束后，进入下一个周期。
[0258]
vo＝vin*[d*2-(d-0.25)]，其中，vo为输出电压，vin为输入电压，d为单个开关管的占空比。
[0259]
由图17可知，t1时刻第三场效应管q3零电压关断，t2时刻第二场效应管q2零电压开通，t5时刻第一场效应管q1零电压关断，t6时刻第四场效应管q4零电压开通。因此第一场效应管q1和第三场效应管q3可以实现零电压关断，第二场效应管q2和第四场效应管q4可以实现零电压开通。因此各个开关管在单个开关管的占空比d大于0.5且小于0.75时均可以实现软开关，降低了开关损耗，提高了直流转换电路的工作效率。
[0260]
作为一种示例，图18示出了为本技术一实施例中另一种直流转换电路的控制方法的驱动信号示意图。当每两个第一驱动信号之间、每两个第二驱动信号之间和一第一驱动信号与一第二驱动信号之间的相位差为90
°
，驱动信号的占空比等于0.75，即单个开关管的占空比d等于0.75时，由图18可知，每个周期直流转换电路包括四个工作状态。
[0261]
在第一工作状态下，第一场效应管q1、第三场效应管q3和第四场效应管q4导通，第二场效应管q2截止，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
[0262]
在第二工作状态下，第一场效应管q1、第二场效应管q2和第四场效应管q4导通，第三场效应管q3截止，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
[0263]
在第三工作状态下，第一场效应管q1、第二场效应管q2和第三场效应管q3导通，第四场效应管q4截止，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
[0264]
在第四工作状态下，第二场效应管q2、第三场效应管q3和第四场效应管q4导通，第一场效应管q1截止，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
[0265]
第四个工作状态结束后，进入下一个周期。
[0266]
此时vo＝vin，其中，vo为输出电压，vin为输入电压。
[0267]
由图18可知，t0时刻第一场效应管q1零电压开通，t1时刻第二场效应管q2零电压开通、第三场效应管q3零电压关断，t2第三场效应管q3零电压开通、第四场效应管q4零电压关断，t3时刻第四场效应管q4零电压开通、第一场效应管q1零电压关断，t时刻第一场效应管q1零电压开通、第二场效应管q2零电压关断。因此各个开关管在单个开关管的占空比d等于0.75时均可以实现零电压开通以及零电压关断，即实现软开关，降低了开关损耗，提高了直流转换电路的工作效率。
[0268]
第一二极管d1和第二二极管d2可钳位各个开关管的电压应力，即使因驱动布线差异或器件参数差异导致开关管开通关断不一致，也不会出现单个开关管承受整个输入电压vin的情况。
[0269]
通过控制单个开关管占空比d的大小，可以解决第一电容c1、第二电容c2上的电压不均衡的问题。比如，当第一电容c1上的电压大于第二电容c2上的电压，可以控制第一开关
组300中任一个开关管的占空比稍大于第二开关组400中任一个开关管的占空比，即给第一电容c1放电的时间稍长于给第二电容c2充电的时间，从而使第一电容c1、第二电容c2上的电压达到平衡。
[0270]
作为一种示例，图19示出了为本技术一实施例中另一种直流转换电路的控制方法的驱动信号示意图。当每两个第一驱动信号之间、每两个第二驱动信号之间和一第一驱动信号与一第二驱动信号之间的相位差为90
°
，驱动信号的占空比大于0.75，即单个开关管的占空比d大于0.75时，由图19可知，每个周期直流转换电路包括八个工作状态。
[0271]
在第一工作状态下，第一场效应管q1至第四场效应管q4均导通，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
[0272]
在第二工作状态下，第一场效应管q1、第三场效应管q3和第四场效应管q4导通，第二场效应管q2截止，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
[0273]
在第三工作状态下，第一场效应管q1至第四场效应管q4均导通，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
[0274]
在第四工作状态下，第一场效应管q1、第二场效应管q2和第四场效应管q4导通，第三场效应管q3截止，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
[0275]
在第五工作状态下，第一场效应管q1至第四场效应管q4均导通，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
[0276]
在第六工作状态下，第一场效应管q1、第二场效应管q2和第三场效应管q3导通，第四场效应管q4截止，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
[0277]
在第七工作状态下，第一场效应管q1至第四场效应管q4均导通，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
[0278]
在第八工作状态下，第二场效应管q2、第三场效应管q3和第四场效应管q4导通，第一场效应管q1截止，第一单向导通组件500和第二单向导通组件600停止导通，储能组件700充电，第一电容组件100和第二电容组件200停止工作。
[0279]
第八个工作状态结束后，进入下一个周期。
[0280]
此时vo＝vin，其中，vo为输出电压，vin为输入电压，d为单个开关管的占空比。
[0281]
由图19可知，t0时刻第一场效应管q1零电压开通，t1时刻第二场效应管q2零电压关断，t2第二场效应管q2零电压开通，t3时刻第三场效应管q3零电压关断，t4时刻第三场效应管q3零电压开通，t5时刻第四场效应管q4零电压关断，t6时刻第四场效应管q4零电压开通，t7时刻第一场效应管q1零电压关断，t时刻第一场效应管q1零电压开通。因此各个开关管在单个开关管的占空比d大于0.75时均能实现零电压开通以及零电压关断，即可以实现软开关，降低了开关损耗，提高了直流转换电路的工作效率。
[0282]
综上所述，当占空比d≥0.25，即输出电压vo≥vin/2时，直流转换电路可以实现软开关，从而降低开关损耗。此外，当采用更多开关管并联时也可以实现软开关。例如，采用四个开关管并联，当单个开关管的占空比d≥0.125时，即输出电压vo≥vin/4时，可以实现软开关，采用六个开关管并联，当单个开关管的占空比d≥0.083时，即输出电压vo≥vin/6时，可以实现软开关，由此可知，采用更多的开关管并联，可以实现更宽范围的软开关。
[0283]
此外，由上可知，当两个开关管并联时，输出电压vo≥vin/2直流转换电路可以实现软开关，因此当vo≥vin/2采用此种控制方法可以实现软开关，可以降低开关损耗，从而实现高压段的高效率输出。
[0284]
本技术实施例还提供一种电子设备，该电子设备包括上述的直流转换电路。
[0285]
以上所述实施例仅用以说明本技术的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本技术进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本技术各实施例技术方案的精神和范围，均应包含在本技术的保护范围之内。

技术特征：
1.一种直流转换电路，其特征在于，包括第一电容组件、第二电容组件、第一开关组以及第二开关组，所述第一开关组以及所述第二开关组均包括m个开关管，m为大于1的正整数；所述第一电容组件的第一端、所述第一开关组中的m个开关管的第一端共同作为所述直流转换电路的正极输入端；所述第一开关组中的m个开关管的第二端共接于第一节点；所述第二电容组件的第一端、所述第二开关组中的m个开关管的第一端共同作为所述直流转换电路的负极输入端；所述第二开关组中的m个开关管的第二端共接于第二节点；所述第一电容组件的第二端和所述第二电容组件的第二端共接于第三节点；第一单向导通组件，所述第一单向导通组件与所述第三节点和所述第一节点连接；第二单向导通组件，所述第二单向导通组件与所述第三节点和所述第二节点连接；储能组件，所述储能组件的第一端与所述第一节点连接；其中，所述储能组件的第二端作为所述直流转换电路的正极输出端，所述第二节点作为所述直流转换电路的负极输出端。2.如权利要求1所述的直流转换电路，其特征在于，所述第一单向导通单元包括第一二极管；所述第一二极管的正极与所述第三节点连接，所述第一二极管的负极与所述第一节点连接；和/或所述第二单向导通单元包括第二二极管；所述第二二极管的正极与所述第二节点连接，所述第二二极管的负极与所述第三节点连接。3.如权利要求1所述的直流转换电路，其特征在于，所述储能组件包括储能电感。4.如权利要求1所述的直流转换电路，其特征在于，所述第一电容组件包括一个或多个第一电容，所述多个第一电容并联设置或者串联设置；所述第二电容组件包括一个或多个第二电容，所述多个第二电容并联设置或者串联设置。5.如权利要求1所述的直流转换电路，其特征在于，所述直流转换电路还包括：输出滤波器；所述输出滤波器的正极输入端与所述储能组件的第二端连接，所述输出滤波器的负极输入端与所述第二节点连接。6.一种直流转换电路的控制方法，基于权利要求1至5任意一项所述的直流转换电路，其特征在于，所述直流转换电路的控制方法包括：所述第一开关组中的m个开关管的控制端接入m个第一驱动信号，所述第二开关组的m个开关管的控制端接入m个第二驱动信号；其中，每两个所述第一驱动信号之间和每两个所述第二驱动信号之间的相位差介于350
°
/m至370
°
/m之间；或每两个所述第一驱动信号之间和每两个所述第二驱动信号之间的相位差介于350
°
/m至370
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/m之间，且每一个所述第一驱动信号与每一个所述第二驱动信号之间的相位差介于170
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/m至190
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/m之间；或每两个所述第一驱动信号之间、每两个所述第二驱动信号之间和一所述第一驱动信号与一所述第二驱动信号之间的相位差介于170
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/m至190
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/m之间。7.如权利要求6所述的直流转换电路的控制方法，其特征在于，所述每两个所述第一驱
动信号和每两个所述第二驱动信号之间的相位差介于350
°
/m至370
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/m之间包括：所述第一开关组中的第一个开关管至所述第一开关组中的第m个开关管依次接入所述第一驱动信号；和所述第二开关组中的第m个开关管至所述第二开关组中的第一个开关管依次接入所述第二驱动信号；其中，第n个所述第一驱动信号和第m-n+1个所述第二驱动信号相同，n为大于或等于1的正整数，且n为小于或等于m的正整数。8.如权利要求6所述的直流转换电路的控制方法，其特征在于，所述每两个所述第一驱动信号之间和每两个所述第二驱动信号之间的相位差介于350
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/m至370
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/m之间，且每一个所述第一驱动信号与每一个所述第二驱动信号之间的相位差介于170
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/m至190
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/m之间包括：所述第一开关组中的第一个开关管至所述第一开关组中的第m个开关管依次接入所述第一驱动信号；和所述第二开关组中的第m个开关管至所述第二开关组中的第一个开关管依次接入所述第二驱动信号；其中，第n个所述第一驱动信号和第m-n+1个所述第二驱动信号之间的相位差介于170
°
/m至190
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/m之间，n为大于或等于1的正整数，且n为小于或等于m的正整数。9.如权利要求6所述的直流转换电路的控制方法，其特征在于，所述每两个所述第一驱动信号之间、每两个所述第二驱动信号之间和一所述第一驱动信号与一所述第二驱动信号之间的相位差介于170
°
/m至190
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/m之间包括：所述第一开关组中的第一个开关管至所述第一开关组中的第m个开关管依次接入所述第一驱动信号；和所述第二开关组中的第一个开关管至所述第二开关组中的第m个开关管依次接入所述第二驱动信号；其中，第m个所述第一驱动信号和第一个所述第二驱动信号之间的相位差介于170
°
/m至190
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/m之间。10.一种电子设备，其特征在于，包括如权利要求1至5任意一项所述的直流转换电路。

技术总结
本申请公开了一种直流转换电路、控制方法及电子设备，属于电力电子技术领域。第一电容组件的第一端、第一开关组中的M个开关管的第一端共同作为直流转换电路的正极输入端；第一开关组中的M个开关管的第二端共接于第一节点；第二电容组件的第一端、第二开关组中的M个开关管的第一端共同作为直流转换电路的负极输入端；第二开关组中的M个开关管的第二端共接于第二节点；第一单向导通组件与第三节点和第一节点连接；第二单向导通组件与第三节点和第二节点连接；储能组件的第一端与第一节点连接；储能组件的第二端作为直流转换电路的正极输出端，第二节点作为直流转换电路的负极输出端，简化了直流转换电路的拓扑，降低了直流转换电路的成本。换电路的成本。换电路的成本。


技术研发人员：陈熙 王雷 吴东 刘超
受保护的技术使用者：深圳市正浩创新科技股份有限公司
技术研发日：2023.03.30
技术公布日：2023/7/12