一种多端口拓扑增益抑制的控制方法及车载充电机与流程

1.本发明涉及电动汽车电力电子技术领域，特别是一种多端口拓扑增益的控制方法及车载充电机。


背景技术：

2.以煤炭、石油为代表的化学能源推动了社会发展了近百年，同时带来了环境的恶化和污染，在不断探索后，以风、光、水等为代表的新能源成为了可持续发展的重要替代能源，这也极大地进一步推动了电力电子行业的发展。其中多端口电力电子功率变换装置(后称多端口dc/dc)可用于多能量系统中连接不同的电源和储能装置，已成为近年来功率变换器研究的热点。
3.在电动汽车中，一般将obc以及dcdc集成设计，形成了以ac端口、高压电池以及低压电池为输入输出口的多端口电力电子功率变换装置，通过控制装置开关器件的工作模式，实现了能量在不同端口的流动。然而，在某些多端口变换器工作在双端口模式时，原来的耦合关系仍然存在，会在空闲端口耦合出能量，且耦合的能量没有负载消耗，会导致端口电压积累过高损坏器件，有极大的安全风险。而如果将耦合能量通过热的形式消耗以降低电压，则会造成变换器整体损耗增加，降低整体转换效率。
4.因此，如何设计一种能够实现多端口拓扑工作在双端口模式下，抑制空闲端口增益的控制方法，是业界亟待解决的技术问题。


技术实现要素：

5.针对现有技术中，多端口拓扑工作在双端口模式时，空闲端口会耦合出能量，从而造成整体损耗增加，降低整体转换效率的问题，本发明提出了一种多端口拓扑增益的控制方法及车载充电机。
6.本发明的技术方案为，提出了一种多端口拓扑增益抑制的控制方法，其中，所述多端口拓扑包括与pfc电容连接的第一端口电路、与高压电池连接的第二端口电路、以及与低压电池连接的第三端口电路，所述控制方法包括：
7.在所述第二端口电路为所述第三端口电路供电，且所述第一端口电路处于空闲状态时，调节所述第二端口电路中各开关管的开关周期和占空比，使所述第一端口电路中谐振支路的电压和电流的相位处于连续状态，以抑制所述第一端口电路中向所述pfc电容侧传输的电流。
8.进一步，在所述第一端口电路中还包括一谐振电路，调节所述第二端口电路中各开关管的开关周期和占空比，其满足：
[0009][0010]
其中，所述t0为所述第一端口电路中谐振支路的振荡周期，所述谐振支路包括所
述谐振电路中的电感和电容、以及所述第一端口电路中各开关管上的寄生电容和寄生电感，ts为所述第二端口电路中各开关管的开关周期，d为所述第二端口电路中各开关管的占空比，a为比例系数，且为正整数。
[0011]
进一步，所述比例系数的取值范围为：
[0012]
其中，所述t0为所述第一端口电路中谐振支路的振荡周期，ts为所述第二端口电路中各开关管的开关周期。
[0013]
进一步，所述第一端口电路与所述第二端口电路均为全桥电路，所述第三端口电路为全桥电路、全波整流电路、倍流整流电路中的任意一种。
[0014]
进一步，所述第一端口电路、所述第二端口电路、以及所述第三端口电路通过变压器耦合连接，且所述第一端口电路连接于所述变压器的原边绕组，所述第二端口电路连接于所述变压器的第一副边绕组，所述第三端口电路连接于所述变压器的第二副边绕组。
[0015]
进一步，所述第一端口电路包括：开关管q1、开关管q2、开关管q3、开关管q4、电感l1、电容c1、电容c2；
[0016]
所述开关管q1、所述开关管q2、所述开关管q3、所述开关管q4组成全桥电路，且所述开关管q1与所述开关管q2组成第一桥臂，所述开关管q3与所述开关管q4组成第二桥臂，所述电感l1与所述电容c2组成谐振电路，且所述电感l1的一端连接到所述第二桥臂的中点，所述电感l1的另一端连接到所述原边绕组的第一端，所述电容c2的一端连接到所述第一桥臂的中点，所述电容c2的另一端连接到所述原边绕组的第二端，所述电容c1作为所述第一端口电路的母线电容，且所述电容c1的一端分别连接到所述开关管q1和所述开关管q3，所述电容c1的另一端分别连接到所述开关管q2与所述开关管q4。
[0017]
进一步，所述第一端口电路中所有的开关管均采用有源开关管，且所有开关管均具有大小相同的寄生电容c
p
，所述谐振支路的等效谐振频率为：
[0018][0019]
所述谐振支路的振荡周期与所述等效谐振频率满足：
[0020]
其中，所述t0为所述第一端口电路中谐振支路的振荡周期，所述ω0为所述第一端口电路中谐振支路的谐振频率，c
p
为所述第一端口电路中开关管上寄生电容c
p
的容值，l为所述电感l1与沿路等效电感的感量和。
[0021]
进一步，所述第二端口电路包括：开关管q5、开关管q6、开关管q7、开关管q8、电容c3、电容c4；
[0022]
所述开关管q5、所述开关管q6、所述开关管q7、所述开关管q8组成全桥电路，且所述开关管q5与所述开关管q6组成第三桥臂，所述开关管q7与所述开关管q8组成第四桥臂，所述第一副边绕组的第一段连接到所述第三桥臂的中点，所述第一副边绕组的第二端串联所述电容c3后连接到所述第四桥臂的中点，所述电容c4作为所述第二端口电路的母线电容，且所述电容c4一端分别连接到所述开关管q5与所述开关管q7，所述电容c4的另一端分别连接到所述开关管q6与所述开关管q8。
[0023]
进一步，所述第二副边绕组为具有中心抽头端的绕组，所述第三端口电路包括：开关管q9、开关管q10、开关管q11、开关管q12、电感l2、电容c5；
[0024]
所述电容c5连接在所述第三端口电路的输出端，所述开关管q9、所述开关管q10组成全波整流电路，所述开关管q11、所述开关管q12组成降压电路，且所述开关管q11一端连接到所述第二副边绕组的中心抽头端，所述开关管q11的另一端串联所述电感l2后连接到所述电容c5的第一端，所述开关管q10一端连接到所述第二副边绕组的第一端，所述开关管q10的另一端连接到所述电容c5的第二端，所述开关管q9一端连接到所述第二副边绕组的第二端，所述开关管q9的另一端连接到所述电容c5的第二端，所述开关管q12一端连接到所述开关管q11与所述电感l2之间，所述开关管q12的另一端连接到所述电容c5的第二端。
[0025]
本发明还提出了一种车载充电机，所述车载充电机采用上述控制方法。
[0026]
与现有技术相比，本发明至少具有如下有益效果：
[0027]
本发明能够通过调节第二端口电路中各开关管的开关周期和占空比，使第一端口电路中耦合产生的电流，不流经第一端口电路的母线电容，避免对母线电容的充电，进而抑制控制端口的增益提升。
附图说明
[0028]
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍。显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
[0029]
图1为本发明第一实施例中多端口拓扑的示意图；
[0030]
图2为本发明第二实施例中多端口拓扑的示意图；
[0031]
图3为本发明第三实施例中多端口拓扑的示意图；
[0032]
图4为本发明第一实施例中各开关管以及对应电压的时序图；
[0033]
图5为本发明第一实施例中第一端口电路对母线电容充电时的充电路径示意图；
[0034]
图6为本发明第一实施例中第一端口电路处于环流状态下的环流路径示意图；
[0035]
图7为本发明一优选实施例中空闲端口增益的仿真图；
[0036]
图8为本发明对随机比例系数a下空闲端口增益的仿真图；
[0037]
图9为本发明提供的一种多端口拓扑增益抑制的控制方法的示意图。
具体实施方式
[0038]
为了使本发明所要解决的技术问题、技术方案及有益效果更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
[0039]
由此，本说明书中所指出的一个特征将用于说明本发明的一个实施方式的其中一个特征，而不是暗示本发明的每个实施方式必须具有所说明的特征。此外，应当注意的是本说明书描述了许多特征，尽管某些特征可以组合在一起以示出可能的系统设计，但是这些特征也可用于其他的未明确说明的组合。由此，除非另有说明，所说明的组合并非旨在限制。
[0040]
下面结合附图以及实施例对本发明的原理及结构进行详细说明。
[0041]
本发明的方案基于多端口拓扑(包括但不限于三端口拓扑)，主要为多端口拓扑工作在双端口的工作模式下对空闲端口增益抑制的控制方法。在理想元器件情况下，对n(n大于等于3)端口拓扑，当其工作在m(m小于n，且为正整数)端口模式下时，剩余的m-n个端口均为空闲端口，其经过耦合产生的电压由于二极管的钳位，不会高于工作端口耦合到空闲端口上的理论最高电压。然而多端口拓扑往往采用mos管等有源开关管进行控制，由于mos管的寄生电容以及沿路的寄生电容、电感等寄生参数的存在，对于包含谐振频率在内的高频信号等效为高频的低阻路径，会通过该路径对空闲端口的母线电容不断充电，这部分能量或被电阻以热的形式消耗，或在电容端积累形成高压损耗器件。
[0042]
为解决上述问题，本发明的目的在于抑制空闲端口增益，具体方案为：通过调节工作端口中各开关管的开关时序(包括开关周期和占空比)，调节空闲端口的谐振电路的高频增益，达到去强耦合，降低增益的目的。
[0043]
其中，本发明的控制方法可以用于多种多端口电路，下面主要以三端口拓扑进行说明，该情况下本发明所提出的多端口拓扑包括与pfc(功率因数校正)电容连接的第一端口电路、与高压电池连接的第二端口电路、以及与高压电池连接的第三端口电路。
[0044]
图9示例性示出了一种多端口拓扑增益抑制的控制方法的示意图，如图9所示，该控制方法可包括但不限于下述步骤：
[0045]
s901、通过第二端口电路为第三端口电路供电；
[0046]
具体的，该工作状态下，第二端口和第三端口作为工作端口，通过控制开关管q5、开关管q6、开关管q7、以及开关管q8的通断状态，从第二端口(与高压电池连接)上取电，然后通过变压器的第一副边绕组n2和第二副边绕组(由绕组n3和绕组n4组成)为第三端口供电。
[0047]
s902、在所述第二端口电路为所述第三端口电路供电，且所述第一端口电路处于空闲状态时，调节所述第二端口电路中各开关管的开关周期和占空比，使所述第一端口电路中谐振支路的电压和电流的相位处于连续状态，以抑制所述第一端口电路中向所述pfc电容侧传输的电流。
[0048]
具体的，在第一端口电路处于空闲状态时，为抑制第一端口电路的增益，需要避免流向pfc电容侧的电流。本发明中通过设置第一端口电路中谐振支路的电压和电流的相位处于连续状态，使谐振支路呈现低阻抗的状态，此时原本绕组n1上耦合的电流会在开关管q2上的寄生电容、开关管q4上的寄生电容、电容c2、电感l1之间形成电流环路，从而避免电流流向pfc电容，达到增益抑制的目的。
[0049]
其控制方法包括：在第二端口电路为第三端口电路供电(此时第二端口和第三端口均为工作端口)，且第一端口电路处于空闲状态时(此时第一端口为空闲端口)，调节第二端口电路中各开关管的开关周期和占空比，使第一端口电路中谐振支路的电压和电流的相位处于连续状态，从而达到抑制第一端口电路中向pfc电容侧传输的电流。
[0050]
其中，对于上述三端口拓扑中，其第一端口电路与第二端口电路均为全桥电路，第三端口电路为全桥电路、全波整流电路、倍流整流电路中的任意一种。
[0051]
对于第一端口电路、第二端口电路、以及第三端口电路，其三个端口的电路之间均通过变压器耦合连接，且第一端口电路连接于变压器的原边绕组，第二端口电路连接于变
压器的第一副边绕组，第三端口电路连接于变压器的第二副边绕组。如图1至3所示，变压器包括原边绕组n1、第一副边绕组n2、以及具有中心抽头端的第二副边绕组(其由绕组n3和绕组n4绕制而成)，其中，原边绕组n1、第一副边绕组n2、以及第二副边绕组集成于同一磁芯以形成上述变压器。
[0052]
图1至图3分别为本发明三端口拓扑的几个实施例，请参见图1，其为本发明一优选实施例，该实施例中，第一端口电路包括：开关管q1、开关管q2、开关管q3、开关管q4、电感l1、电容c1、电容c2；
[0053]
其中，开关管q1、开关管q2、开关管q3、开关管q4组成全桥电路，且开关管q1与开关管q2组成第一桥臂，开关管q3与开关管q4组成第二桥臂，电感l1与电容c2组成谐振电路，且电感l1的一端连接到第二桥臂的中点，电感l1的另一端连接到原边绕组的第一端，电容c2的一端连接到第一桥臂的中点，电容c2的另一端连接到原边绕组的第二端，电容c1作为第一端口电路的母线电容，且电容c1的一端分别连接到开关管q1和开关管q3，电容c1的另一端分别连接到开关管q2与开关管q4。
[0054]
第二端口电路包括：开关管q5、开关管q6、开关管q7、开关管q8、电容c3、电容c4；
[0055]
其中，开关管q5、开关管q6、开关管q7、开关管q8组成全桥电路，且开关管q5与开关管q6组成第三桥臂，开关管q7与开关管q8组成第四桥臂，第一副边绕组的第一段连接到第三桥臂的中点，第一副边绕组的第二端串联电容c3后连接到第四桥臂的中点，电容c4作为第二端口电路的母线电容，且电容c4一端分别连接到开关管q5与开关管q7，电容c4的另一端分别连接到开关管q6与开关管q8。
[0056]
第二副边绕组为具有中心抽头端的绕组，第三端口电路包括：开关管q9、开关管q10、开关管q11、开关管q12、电感l2、电容c5；
[0057]
其中，电容c5作连接在第三端口电路的输出端，开关管q9、开关管q10、组成全波整流电路，开关管q11、开关管q12组成降压电路，且开关管q11一端连接到第二副边绕组的中心抽头端，开关管q11的另一端串联电感l2后连接到电容c5的第一端，开关管q10一端连接到第二副边绕组的第一端，开关管q10的另一端连接到电容c5的第二端，开关管q9一端连接到第二副边绕组的第二端，开关管q9的另一端连接到电容c5的第二端，开关管q12一端连接到开关管q11与电感l2之间，开关管q12的另一端连接到电容c5的第二端。
[0058]
对于图1所示拓扑，开关管q1至开关管q4均为全桥开关管，其可以工作在逆变模式或整流模式，经过变压器t1与第二端口电路和第三端口电路耦合，电感l1和电容c2分别为第一端口电路中的谐振电感或漏感、谐振电容或隔直电容，其构成第一端口电路中的谐振电路；
[0059]
开关管q5至开关管q2也为全桥开关管，其能够工作在逆变模式或整流模式，电容c4作为第二端口电路的母线电容；
[0060]
第二副边绕组为具有中心抽头端的绕组，其包括n3绕组和n4绕组，且n3绕组和n4绕组均为低压绕组，开关管q9和开关管q10能够工作在全波整流模式或推挽逆变模式，开关管q11和开关管q12作为第三端口电路的调节开关管，能够工作在buck(降压)模式，或常高、常低模式，电感l2和电容c5组成第三端口电路的低通滤波电路。
[0061]
如图2为本发明第二实施例中三端口拓扑的示意图，与第一实施例不同的是，第三端口电路由原来的全波整流电路改为全桥电路，使第三端口电路能够工作在整流模式或逆
变模式。图3为本发明第三实施例中三端口拓扑的示意图，与第一实施例不同的是，第三端口电路由原来的全波整流电路改为倍流整流电路，使第三端口能够工作在倍流整流模式或电流型推挽逆变模式。图2和图3所采用的控制策略与图1所采用的控制策略相同，因此，本发明能够同时适用于上述三个实施例，但不限于上述三个实施例。
[0062]
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加直观，以下结合附图及实施例，对本发明作进一步详细说明。应当理解，此时所描写的具体实施例仅用于解释本发明，并不用于限定本发明。
[0063]
为统一描述，本发明以图1实施例的三端口拓扑为例进行说明分析，在图1实施例中，能量可以在端口1(第一端口)、端口2(第二端口)、端口3(第三端口)之间同时流动，即工作在三端口模式，也可以在端口1、端口2、端口3之间两两流动，即工作在双端口模式。当工作在双端口模式时，会出现空闲端口，理论上端口1、端口2、端口3均可能作为空闲端口。由于第三端口电路设有buck功率级电路(也即上述降压电路)，使第三端口电路可以实现进一步的增益控制，因此只需要考虑端口1空闲时的增益控制即可。
[0064]
请参见图1，以电动汽车的应用为例，端口1为pfc母线、端口2为hv电池(高压电池)、端口3为lv电池(低压电池)，当三端口拓扑工作在dcdc模式时，即由hv电池向lv电池充电时，端口1作为空闲端口会耦合出电压。如图4所示，v
ab
为ab两点间的电压，v
n1
为变压器n1绕组(原边绕组)电压，v
n1
为n1绕组上的电压，v
lc
为谐振电路中电感l1(或漏感)与谐振电路中电容c2(或隔直电容)串联后的两端电压，vtpfc+和vtpfc-为端口1上电压的瞬时值(也即电容c1上的电压的瞬时值，这里电容c1作为pfc电容)，vt
hv+
和vt
hv-为端口2上电压的瞬时值(也即电容c4上的电压的瞬时值)，电容c1上不断积累的能量使得电容c1的电压不断升高，远超端口2按照匝比折算的电压。由于电感l1与电容c2的存在，谐振支路对直流和非谐振频率信号均呈现高阻，其谐振支路阻抗为：
[0065][0066]
其中，l为电感l1与沿路等效电感的感量和，c为沿路总的等效电容，r0为沿路等效电阻。从图4可以看出，仅在包含宽频信号的阶跃点处，谐振支路阻抗呈现低阻，此时振荡频率为ω0，且有
[0067]
由于电容c1和电容c2都远大于cp，因此在i
pfc
回路，谐振支路可以近似为寄生电容cp串联(第一端口电路中所有的开关管均采用有源开关管，且所有开关管具有大小相同的寄生电容cp)，大小为c
p
/2，即有谐振支路的等效谐振频率为：
[0068][0069]
其中，ω0为第一端口电路中谐振支路的谐振频率，c
p
为寄生电容cp的容值，l为电感l1与沿路等效电感之和。
[0070]
需要指出的是，如图1中，谐振电路由电感l1和电容c2组成，上述谐振支路为谐振电路中的电感l1和电容c2与开关管q1、开关管q2、开关管q3、开关管q4上的寄生电容构成的供电支路。根据不同的工况，谐振支路中接入的寄生电容不同，如图5在充电路径中，接入的
寄生电容为开关管q1和开关管q4上的寄生电容，如图6在环流路径中，接入的寄生电容为开关管q2和开关管q4上的寄生电容。
[0071]
当端口1电压高于n1绕组上的电压时，由于二极管钳位，谐振支路电流仅在电平变化时会对电容c1进行充电，沿路等效电阻r0极小，几乎可以忽略，因此谐振支路在谐振频率处阻抗最小，而在非谐振频率处有较大阻抗。由于电容c1和电容c2远大于寄生电容cp，在相同频率时，c1支路阻抗远低于cp支路。从图4中可以看出，为保证电流以图6所示路径，需要保证不出现阶跃突变，即在开关管开关关断的时间内，电压连续变化至下一个电平状态，也即对应半个谐振周期或者半个谐振周期再加上若干个完整周期。(或理解为高频谐振信号与低频开关信号的调制)。这样，就可以通过控制图4中t1～t2的时间来控制电流流向。
[0072]
结合图7、图8仿真结果可以看到，在开关管开通时，如果有相位突变，则突变处的阶跃变化会使得谐振支路电流流向端口1对电容c1充电(图5所示路径)，如果相位连续，则支路电流仅在开关管q2、开关管q4、电感l1、电容c2回路(图6所示路径)或者开关管q1、开关管q3、电感l1、电容c2回路流动，不形成电容c1的充电回路，对外表现为n1绕组支路的增益下降。图8中虚线工况导通时间为6.84us，实线工况导通时间为6.64us，开关频率60khz，从图8中可以看到，占空比增加的情况下，端口1电压反而下降，并趋向于匝比变换后电压，该端口表现为电路增益下降。
[0073]
其中，图5中充电路径的电流流向依次为：电感l1、电容c2、开关管q1上寄生电容、电容c1、开关管q4上寄生电容、电感l1。
[0074]
图6中环流路径的电流流向依次为：电感l1、电容c2、开关管q2上寄生电容、开关管q4上寄生电容、电感l2。
[0075]
因此，可以看到，通过控制第二端口电路中开关管开通关断之间的时间(如图4中t1～t2时间)，可以控制耦合的空闲端口的电路增益。如前文所述，该第二端口电路中开关管开通关断之间的时间可以通过调节第二端口电路中各开关管的开关周期和占空比实现，其开关周期和占空比可以通过调节控制器发出的pwm信号进行调节。
[0076]
以图1所示拓扑为例，当能量由端口2向端口3传输，工作在降压模式时，开关管q11和开关管q12分别处于常通、常断状态，通过调节开关管q5、开关管q8以及开关管q6和开关管q7的导通时间维持端口3的输出稳定，端口3电压为v
lv
，有
[0077][0078]
其中，v
hv
为端口2电压，n为变压器n2匝数n2与n3(或n4)匝数n3比值，即n＝n2/n3，d为开关管q5至开关管q8工作占空比，为防止桥臂直通，d小于1/2。同样，按照变压器匝比，端口1的c1电容上会耦合产生电压v
pfc_nor
，且
[0079][0080]
然而，当端口1处于空载状态时，若c1充电后补充能量大于消耗能量，实际电压会高于甚至远高于v
pfc_nor
。此时，开关管q1至开关管q4的体二极管反向截止，仅有寄生电容cp通路，且由于电感l1存在，回路产生谐振，谐振频率为ω0，由于c1、c2都远大于cp，因此，在i
pfc
回路，谐振电容可以近似为cp串联，大小为cp/2，即
[0081][0082]
对应振荡周期为t0，则对应前文所述(需要保证不出现阶跃突变，即在第二端口电路的各开关管开关关断的时间内，电压连续变化至下一个电平状态，也即对应半个谐振周期或者半个谐振周期再加上若干个完整周期)，图4中t1～t2的时间为tc，则当
[0083]
tc＝(a+0.5)t0[0084]
时，也即tc区间内，第一端口电路中谐振支路的电压和电流的相位处于连续状态，可以实现第一端口电路中电容c1的充电电流i
pfc_rec
为0，即实现了端口1(如：pfc电容侧)增益抑制，其中a为正整数。同时，时间tc可以表示为
[0085][0086]
于是有
[0087][0088]
很明显，tc小于0.5ts(当占空比为0时，tc等于0.5ts)，且占空比越大，a越小，同时，显而易见a取值限制如下
[0089][0090]
由此可以得到开关管在某一特定工况下的时间t
on
表达式如下所示。
[0091][0092]
以开关频率50khz，对应开关周期ts为20us，振荡周期t0为1us为例，对应谐振频率ω0为1mhz，于是有
[0093]
0≤a≤9.5且a∈r
+
[0094]
此时，有
[0095][0096]
也即在控制第二端口电路中各开关管的开关周期和占空比时，其满足：
[0097][0098]
其中，t0为第一端口电路中谐振支路的振荡周期，上述谐振支路包括谐振电路中电感和电容、以及第一端口电路中各开关管上的寄生电容和寄生电感，ts为第二端口电路中各开关管的开关周期，d为第二端口电路中各开关管的占空比，a为比例系数。
[0099]
同时，根据前文所述，其比例系数a的取值范围满足：
[0100][0101]
其中，t0为第一端口电路中谐振支路的振荡周期，ts为第二端口电路中各开关管的开关周期。
[0102]
通过上述推论，可以看到，通过调整第二端口电路中各开关管的开关周期和占空比，能够使第二端口电路中各开关管的相位处于连续状态，以达到抑制第一端口电路中向pfc电容侧传输的电流的目的。
[0103]
本发明还提出了一种车载充电机，其采用上述控制方法。
[0104]
与现有技术相比，本发明能够通过调节第二端口电路中各开关管的开关周期和占空比，使第一端口电路中耦合产生的电流，不流经第一端口电路的母线电容，避免对母线电容的充电，进而抑制控制端口的增益提升。
[0105]
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所做的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

技术特征：
1.一种多端口拓扑增益抑制的控制方法，所述多端口拓扑包括与pfc电容连接的第一端口电路、与高压电池连接的第二端口电路、以及与低压电池连接的第三端口电路，其特征在于，所述控制方法包括：通过所述第二端口电路为所述第三端口电路供电；在所述第二端口电路为所述第三端口电路供电，且所述第一端口电路处于空闲状态时，调节所述第二端口电路中各开关管的开关周期和占空比，使所述第一端口电路中谐振支路的电压和电流的相位处于连续状态，以抑制所述第一端口电路中向所述pfc电容侧传输的电流。2.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，在所述第一端口电路中还包括一谐振电路，调节所述第二端口电路中各开关管的开关周期和占空比，其满足：其中，所述t0为所述第一端口电路中谐振支路的振荡周期，所述谐振支路包括所述谐振电路中的电感和电容、以及所述第一端口电路中各开关管上的寄生电容和寄生电感，t
s
为所述第二端口电路中各开关管的开关周期，d为所述第二端口电路中各开关管的占空比，a为比例系数，且为正整数。3.根据权利要求2所述的控制方法，其特征在于，所述比例系数的取值范围为：其中，所述t0为所述第一端口电路中谐振支路的振荡周期，t
s
为所述第二端口电路中各开关管的开关周期。4.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述第一端口电路与所述第二端口电路均为全桥电路，所述第三端口电路为全桥电路、全波整流电路、倍流整流电路中的任意一种。5.根据权利要求4所述的控制方法，其特征在于，所述第一端口电路、所述第二端口电路、以及所述第三端口电路通过同一个变压器耦合连接，且所述第一端口电路连接于所述变压器的原边绕组，所述第二端口电路连接于所述变压器的第一副边绕组，所述第三端口电路连接于所述变压器的第二副边绕组。6.根据权利要求5所述的控制方法，其特征在于，所述第一端口电路包括：开关管(q1)、开关管(q2)、开关管(q3)、开关管(q4)、电感(l1)、电容(c1)、电容(c2)；所述开关管(q1)、所述开关管(q2)、所述开关管(q3)、所述开关管(q4)组成全桥电路，且所述开关管(q1)与所述开关管(q2)组成第一桥臂，所述开关管(q3)与所述开关管(q4)组成第二桥臂，所述电感(l1)与所述电容(c2)组成谐振电路，且所述电感(l1)的一端连接到所述第二桥臂的中点，所述电感(l1)的另一端连接到所述原边绕组的第一端，所述电容(c2)的一端连接到所述第一桥臂的中点，所述电容(c2)的另一端连接到所述原边绕组的第二端，所述电容(c1)作为所述第一端口电路的母线电容，且所述电容(c1)的一端分别连接到所述开关管(q1)和所述开关管(q3)，所述电容(c1)的另一端分别连接到所述开关管(q2)与所述开关管(q4)。
7.根据权利要求6所述的控制方法，其特征在于，所述第一端口电路中所有的开关管均采用有源开关管，且所有开关管均具有大小相同的寄生电容c
p
，所述谐振支路的等效谐振频率为：所述谐振支路的振荡周期与所述等效谐振频率满足：其中，所述t0为所述第一端口电路中谐振支路的振荡周期，所述ω0为所述第一端口电路中谐振支路的谐振频率，c
p
为所述第一端口电路中开关管上寄生电容c
p
的容值，l为所述电感(l1)与沿路等效电感的感量和。8.根据权利要求5所述的控制方法，其特征在于，所述第二端口电路包括：开关管(q5)、开关管(q6)、开关管(q7)、开关管(q8)、电容(c3)、电容(c4)；所述开关管(q5)、所述开关管(q6)、所述开关管(q7)、所述开关管(q8)组成全桥电路，且所述开关管(q5)与所述开关管(q6)组成第三桥臂，所述开关管(q7)与所述开关管(q8)组成第四桥臂，所述第一副边绕组的第一段连接到所述第三桥臂的中点，所述第一副边绕组的第二端串联所述电容(c3)后连接到所述第四桥臂的中点，所述电容(c4)作为所述第二端口电路的母线电容，且所述电容(c4)一端分别连接到所述开关管(q5)与所述开关管(q7)，所述电容(c4)的另一端分别连接到所述开关管(q6)与所述开关管(q8)。9.根据权利要求5所述的控制方法，其特征在于，所述第二副边绕组为具有中心抽头端的绕组，所述第三端口电路包括：开关管(q9)、开关管(q10)、开关管(q11)、开关管(q12)、电感(l2)、电容(c5)；所述电容(c5)连接在所述第三端口电路的输出端，所述开关管(q9)、所述开关管(q10)组成全波整流电路，所述开关管(q11)、所述开关管(q12)组成降压电路，且所述开关管(q11)一端连接到所述第二副边绕组的中心抽头端，所述开关管(q11)的另一端串联所述电感(l2)后连接到所述电容(c5)的第一端，所述开关管(q10)一端连接到所述第二副边绕组的第一端，所述开关管(q10)的另一端连接到所述电容(c5)的第二端，所述开关管(q9)一端连接到所述第二副边绕组的第二端，所述开关管(q9)的另一端连接到所述电容(c5)的第二端，所述开关管(q12)一端连接到所述开关管(q11)与所述电感(l2)之间，所述开关管(q12)的另一端连接到所述电容(c5)的第二端。10.一种车载充电机，其特征在于，所述车载充电机采用如权利要求1至9任意一项权利要求所述的控制方法。

技术总结
本发明公开了一种多端口拓扑增益抑制的控制方法及车载充电机，所述控制方法包括：在所述第二端口电路为所述第三端口电路供电，且所述第一端口电路处于空闲状态时，调节所述第二端口电路中各开关管的开关周期和占空比，使所述第一端口电路中谐振支路的电压和电流的相位处于连续状态，以抑制所述第一端口电路中向所述PFC电容侧传输的电流。与现有技术相比，本发明能够在多端口拓扑工作时，抑制空闲端口的增益，避免整体的损耗增加。避免整体的损耗增加。避免整体的损耗增加。


技术研发人员：冯颖盈 刘骥 周小勇
受保护的技术使用者：深圳威迈斯新能源股份有限公司
技术研发日：2023.04.19
技术公布日：2023/7/18