基于DQPSK的信号处理方法及系统与流程

基于dqpsk的信号处理方法及系统
技术领域
1.本发明属于信号处理技术领域，具体涉及一种非相关接收机中基于dqpsk的信号处理方法及系统。


背景技术：

2.dqpsk(differentially encoded quadrate phase shift keying)是在qpsk基础上发展起来地一种调制技术，针对载波恢复时存在相位模糊度地问题，dqpsk调制是在发射方采用差分编码，即对原来地传递信息码进行一次相对编码，利用载波相位地相对变化来表示传输信息。这样，接收机就可以根据载波地相位相对变化来解调信号，从而避开了需要恢复出相位与频率都要一致地载波问题，也就克服了0、1倒置地情况。
3.所谓相干和非相干，一般指的是接收机在解调时是否恢复与发射载波相干的接收载波来解调。现有的dqpsk解调技术一般都是相干的，但在快速跳频的前提下，每几个码片甚至每个码片，载波的相位会随机跳变多次，传统的使用鉴相反馈环路来跟踪和恢复相关载波的方法是无法在如此短的时间内环路锁定的，因此，无法恢复相干载波进行解调。而非相干接收机省去了恢复相干载波的步骤直接进行接收解调。虽然性能略有降低，但可满足实际的需求。非相干接收的一般方法是接收信号解扩后比较前后两个符号的相位，来确定解调输出。
4.因此，针对上述技术问题，有必要提供一种基于dqpsk的信号处理方法及系统。


技术实现要素：

5.有鉴于此，本发明的目的在于提供一种基于dqpsk的信号处理方法及系统，以解决快速跳频通信等无法恢复相干载波的问题。
6.为了实现上述目的，本发明一实施例提供的技术方案如下：
7.一种基于dqpsk的信号处理方法，所述方法包括以下步骤：
8.s1、根据n时刻的i路伪随机码pni(n)和q路伪随机码pnq(n)、及n时刻接收到的i路信号ir(n)和q路信号qr(n)，获取相关值pni(n)
·
ir(n)、pni(n)
·
qr(n)、pnq(n)
·
ir(n)、pnq(n)
·
qr(n)；
9.s2、根据相关值pni(n)
·
ir(n)、pni(n)
·
qr(n)、pnq(n)
·
ir(n)、pnq(n)
·
qr(n)获取n0时刻的相关值corrn，比较corrn与预设门限值的大小，若n0时刻的相关值corrn大于预设门限值，则执行步骤s3，否则返回执行步骤s1；
10.s3、根据n0时刻的相关值corrn进入同步判定逻辑流程，若判定为同步时刻，则执行s4，否则返回执行s1；
11.s4、根据n0时刻与其下一时刻的相关值获取解调信号dec(n0)。
12.一实施例中，所述步骤s1中i路伪随机码和q路伪随机码的生成方式为：
13.[0014][0015]
其中，m为扩频码序列，n为扩频码序列的长度，且0≤i≤n/2-1。
[0016]
一实施例中，所述步骤s1中n时刻接收到的i路信号ir(n)和q路信号qr(n)分别为：
[0017]
ir(n)＝di(n)pni(n)gi(n)cos(2πfdn+θd)-dq(n+1)pnq(n)gq(n+1)sin(2πfdn+θd)；
[0018]
qr(n)＝di(n)pni(n)gi(n)sin(2πfdn+θd)+dq(n+1)pnq(n)gq(n+1)cos(2πfdn+θd)；
[0019]
其中，di(n)为n时刻的i路已调制信息，gi(n)为n时刻的i路调制波形，dq(n+1)为n+1时刻的q路已调制信息，gq(n+1)为n+1时刻的q路调制波形，fd为本振的相对频偏引入的频偏，θd为本振之间的相偏。
[0020]
一实施例中，所述步骤s1中的相关值pni(n)
·
ir(n)、pni(n)
·
qr(n)、pnq(n)
·
ir(n)、pnq(n)
·
qr(n)分别为：
[0021]
pni(n)
·
ir(n)＝di(n)gi(n)cos(2πfdn+θd)；
[0022]
pni(n)
·
qr(n)＝di(n)gi(n)sin(2πfdn+θd)；
[0023]
pnq(n)
·
ir(n)＝-dq(n+1)gq(n+1)sin(2πfdn+θd)；
[0024]
pnq(n)
·
qr(n)＝dq(n+1)gq(n+1)cos(2πfdn+θd)。
[0025]
一实施例中，所述步骤s3中n0时刻的相关值corrn为：
[0026]
corrn＝ii2+qi2+iq2+qq2；
[0027]
ii、qi、iq、qq分别为pni(n)
·
ir(n)、pnq(n)
·
ir(n)、pni(n)
·
qr(n)、pnq(n)
·
qr(n)的累加值。
[0028]
一实施例中，所述步骤s3中n0时刻的相关值corrn为：
[0029][0030]
其中，k
ii_loss
、k
qi_loss
、k
iq_loss
、k
qq_loss
分别为pni(n)
·
ir(n)、pnq(n)
·
ir(n)、pni(n)
·
qr(n)、pnq(n)
·
qr(n)的累加衰减因子，满足：
[0031][0032][0033][0034][0035]
一实施例中，所述步骤s3中的预设门限值为底噪平均值。
[0036]
一实施例中，所述步骤s3还包括：
[0037]
监听阶段，比较n0时刻的相关值corrn与预设门限值的大小，若是，则进入第一捕获阶段；
[0038]
第一捕获阶段，总长度为x1个周期，每个周期长度为n，每个周期结束时，若相关值corrn峰值在规定的区间内，则第一计数器加1，否则第一计数器减1，若在x1个周期结束前第一计数器到达第一预设值，则进入第二捕获阶段；
[0039]
第二捕获阶段，总长度为x2个周期，每个周期长度为n，每个周期长度为n，每个周期结束时，若相关值corrn峰值在规定的区间内，则第二计数器加1，否则第二计数器保持，若在x2个周期结束前第一计数器到达第二预设值，则执行步骤s4。
[0040]
一实施例中，所述步骤s4中的解调信号为：
[0041]
dec(n0)＝n2d(n0)d(n0+n)(k
iilosskqqloss
+k
qilosskiqloss
)；
[0042]
当频偏fd＝0，相偏θd＝0时，解调信号为：
[0043]
dec(n0)＝n2d(n0)d(n0+n)。
[0044]
本发明另一实施例提供的技术方案如下：
[0045]
一种基于dqpsk的信号处理系统，所述系统包括：
[0046]
相关单元，用于根据n时刻的i路伪随机码pni(n)和q路伪随机码pnq(n)、及n时刻接收到的i路信号ir(n)和q路信号qr(n)，获取相关值pni(n)
·
ir(n)、pni(n)
·
qr(n)、pnq(n)
·
ir(n)、pnq(n)
·
qr(n)；
[0047]
相关计算单元，用于根据相关值pni(n)
·
ir(n)、pni(n)
·
qr(n)、pnq(n)
·
ir(n)、pnq(n)
·
qr(n)获取n0时刻的相关值corrn；
[0048]
同步判决单元，用于比较corrn与预设门限值的大小，获取完成同步流程的n0时刻；
[0049]
解调单元，用于根据n0时刻与其下一时刻的相关值获取解调信号dec(n0)。
[0050]
本发明具有以下有益效果：
[0051]
本发明使用非相干方式对接收信号进行同步和解调，免去了传统方法中恢复相干载波的步骤，解决了快速跳频通信等无法恢复相干载波的问题。而且将解扩和解调进行了合并，极大简化了接收机设计的复杂度，降低了功耗。
附图说明
[0052]
为了更清楚地说明本技术实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本技术中记载的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
[0053]
图1为本发明中信号处理方法的流程示意图；
[0054]
图2为本发明中信号处理系统的模块示意图；
[0055]
图3为本发明一具体实施例中n0时刻相关值corrn的计算方法原理图；
[0056]
图4为本发明一具体实施例中伪随机码捕获和同步的流程示意图；
[0057]
图5为本发明一具体实施例中dqpsk解调的原理图。
具体实施方式
[0058]
为了使本技术领域的人员更好地理解本发明中的技术方案，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本发明保护的范围。
[0059]
参图1所示，本发明中基于dqpsk的信号处理方法，包括以下步骤：
[0060]
s1、根据n时刻的i路伪随机码pni(n)和q路伪随机码pnq(n)、及n时刻接收到的i路信号ir(n)和q路信号qr(n)，获取相关值pni(n)
·
ir(n)、pni(n)
·
qr(n)、pnq(n)
·
ir(n)、pnq(n)
·
qr(n)；
[0061]
s2、根据相关值pni(n)
·
ir(n)、pni(n)
·
qr(n)、pnq(n)
·
ir(n)、pnq(n)
·
qr(n)获取n0时刻的相关值corrn，比较corrn与预设门限值的大小，若n0时刻的相关值corrn大于预设门限值，则执行步骤s3，否则返回执行步骤s1；
[0062]
s3、根据n0时刻的相关值corrn进入同步判定逻辑流程，若判定为同步时刻，则执行s4，否则返回执行s1；
[0063]
s4、根据n0时刻与其下一时刻的相关值获取解调信号dec(n0)。
[0064]
参图2所示，本发明还公开了一种基于dqpsk的信号处理系统，包括：
[0065]
相关单元，用于根据n时刻的i路伪随机码pni(n)和q路伪随机码pnq(n)、及n时刻接收到的i路信号ir(n)和q路信号qr(n)，获取相关值pni(n)
·
ir(n)、pni(n)
·
qr(n)、pnq(n)
·
ir(n)、pnq(n)
·
qr(n)；
[0066]
相关计算单元，用于根据相关值pni(n)
·
ir(n)、pni(n)
·
qr(n)、pnq(n)
·
ir(n)、pnq(n)
·
qr(n)获取n0时刻的相关值corrn；
[0067]
同步判决单元，用于比较corrn与预设门限值的大小，获取完成同步流程的n0时刻；
[0068]
解调单元，用于根据n0时刻与其下一时刻的相关值获取解调信号dec(n0)。
[0069]
以下结合具体实施例对本发明进行详细说明。
[0070]
本发明中的基于dqpsk的信号处理方法应用于非相关接收机的接收链路，包括两步：1)伪随机码捕获和同步(即步骤s1～s3)；2)dqpsk解调(即步骤s3)。
[0071]
伪随机码捕获和同步对接收信号进行基于过采样倍数的伪随机码码片同步，理论上同步误差为正负一个码片。同步是后续其它处理的基础，是接收机设计的核心和难点。dqpsk调制的每个iq路采样对应2个扩频码片，捕获的方法都是使用接收码片与本地已知码片相关来确定同步点的位置。
[0072]
参图3、图4所示，对伪随机码捕获和同步进行详细说明。
[0073]
s1、根据n时刻的i路伪随机码pni(n)和q路伪随机码pnq(n)、及n时刻接收到的i路信号ir(n)和q路信号qr(n)，获取相关值pni(n)
·
ir(n)、pni(n)
·
qr(n)、pnq(n)
·
ir(n)、pnq(n)
·
qr(n)。
[0074]
dqpsk调制中的已调符号，不具有旋转特性，在接收时不需要将发射伪随机码序列进行转换。根据调制方法，将长度为n的m序列(扩频码序列)根据奇偶顺序分为iq两路，奇数位对应i路，偶数位对应q路。
[0075]
接收机的i路伪随机码和q路伪随机码的生成方式为：
[0076][0077][0078]
其中，m为扩频码序列，n为扩频码序列的长度，且0≤i≤n/2-1。
[0079]
设过采样倍数为1，频偏为0的理想接收信号可表示为：
[0080]
i(n)＝di(n)pni(n)gi(n)；
[0081]
q(n)＝dq(n+1)pnq(n)gq(n+1)。
[0082]
其中，di(n)为n时刻的i路已调制信息，gi(n)为n时刻的i路调制波形，dq(n+1)为n+1时刻的q路已调制信息，gq(n+1)为n+1时刻的q路调制波形，pni(n)为n时刻的i路伪随机码，
pnq(n)为n时刻的q路伪随机码。
[0083]
由于传输中本振的相对频偏引入的频偏为fd，本振之间的相偏为θd。由此n时刻接收到的i路信号ir(n)和q路信号qr(n)分别为：
[0084]
ir(n)＝real{[i(n)+j*q(n)]
·
[cos(2πfdn+θd)+j*sin(2πfdn+θd)]}＝di(n)pni(n)gi(n)cos(2πfdn+θd)-dq(n+1)pnq(n)gq(n+1)sin(2πfdn+θd)；
[0085]
qr(n)＝imag{[i(n)+j*q(n)]
·
[cos(2πfdn+θd)+j*sin(2πfdn+θd)]}＝di(n)pni(n)gi(n)sin(2πfdn+θd)+dq(n+1)pnq(n)gq(n+1)cos(2πfdn+θd)。
[0086]
其中，real表示实部，imag表示虚部。
[0087]
将iq路分别与伪码进行相关运算可得到相关值pni(n)
·
ir(n)、pni(n)
·
qr(n)、pnq(n)
·
ir(n)、pnq(n)
·
qr(n)分别为：
[0088]
pni(n)
·
ir(n)＝di(n)gi(n)cos(2πfdn+θd)；
[0089]
pni(n)
·
qr(n)＝di(n)gi(n)sin(2πfdn+θd)；
[0090]
pnq(n)
·
ir(n)＝-dq(n+1)gq(n+1)sin(2πfdn+θd)；
[0091]
pnq(n)
·
qr(n)＝dq(n+1)gq(n+1)cos(2πfdn+θd)。
[0092]
s2、根据相关值pni(n)
·
ir(n)、pni(n)
·
qr(n)、pnq(n)
·
ir(n)、pnq(n)
·
qr(n)获取n0时刻的相关值corrn，比较corrn与预设门限值的大小，若n0时刻的相关值corrn大于预设门限值，则执行步骤s3，否则返回执行步骤s1。
[0093]
首先，步骤s1中计算的是n时刻的相关值，总的相关值要将一个伪码周期长度n内的所有点的相关值累加。由于存在频偏，所以累加过程中的同相相加增益会随着频偏的增加呈变化趋势。ii表示pni(n)
·
ir(n)的累加值，当伪随机码同步时，di(n)gi(n)各项在一个扩频周期n内进行了同相叠加，其值一般为n或-n。
[0094][0095]
n0表示进入同步的时刻，该时刻接收伪码和本地伪码完全对齐。d(n0)表示n0时刻解扩后的信息码元，取值为-1或者1。为了便于分析，增加一个由频偏引入的累加衰减因子k
ii_loss
，当频偏为0，相偏为0时且同步时可得：
[0096]
ii＝nd(n0)。
[0097]
同样可引入累加衰减因子k
qi_loss
、k
iq_loss
、k
qq_loss
，其中：
[0098][0099][0100]
[0101][0102]
可以得到：
[0103]
ii(n0)＝nd(n0)k
ii_loss
；
[0104]
qi(n0)＝nd(n0)k
qi_loss
；
[0105]
iq(n0+n)＝-nd(n0+n)k
iq_loss
；
[0106]
qq(n0+n)＝nd(n0+n)k
qq_loss
。
[0107]
ii、qi、iq、qq分别为pni(n)
·
ir(n)、pnq(n)
·
ir(n)、pni(n)
·
qr(n)、pnq(n)
·
qr(n)的累加值，将累加值进行平方可得：
[0108]
ii2＝n2k
2ii_loss
；
[0109]
qi2＝n2k
2qi_loss
；
[0110]
iq2＝n2k
2iq_loss
；
[0111]
qq2＝n2k
2qq_loss
。
[0112]
这里推导利用了d2(n0)＝1这个关系式，对双极性码来说成立。最后将以上4式的结果相加，就是最后的相关值corrn：
[0113][0114]
当频偏为0，相偏为0且达到伪码同步位置时，相关值达到最大值，此时corrn＝2n2。
[0115]
示例性地，1个dqpsk符号对应2bit伪码，即i路、q路各对应1bit伪码。因此相关时，可以将接收信号分为iq两路相关，每一路内部的码元之间相隔8个采样，i路与q路之间相隔0个采样。因此首先求得pni*i、pni*q、pnq*i和pnq*q的相关值，将4个相关值进行平方，最后求和就可得到当前序列n时刻的相关值corrn。
[0116]
示例性地，本实施例中的预设门限值为底噪平均值，若n0时刻的相关值corrn大于预设门限值，则触发后续处理机制，否则继续监听调相关值corrn，直至符合条件。
[0117]
s3、根据n0时刻的相关值corrn进入同步判定逻辑流程，若判定为同步时刻，则执行s4，否则返回执行s1。
[0118]
结合图4所示，本实施例中的捕获和同步包括以下步骤：
[0119]
监听阶段，比较n0时刻的相关值corrn与预设门限值的大小，若是，则进入第一捕获阶段；
[0120]
第一捕获阶段，总长度为x1个周期，示例性地，x1＝9，每个周期长度为n，每个周期结束时，若相关值corrn峰值在规定的区间内，则第一计数器加1，否则第一计数器减1，若在x1个周期结束前第一计数器到达第一预设值，则进入第二捕获阶段；
[0121]
第二捕获阶段，总长度为x2个周期，示例性地，x2＝11，每个周期长度为n，每个周期长度为n，每个周期结束时，若相关值corrn峰值在规定的区间内，则第二计数器加1，否则第二计数器保持，若在x2个周期结束前第二计数器到达第二预设值，则执行步骤s4。
[0122]
结合图5所示，对本实施例中的dqpsk解调进行详细说明。
[0123]
s4、根据n0时刻与其下一时刻的相关值获取解调信号dec(n0)。
[0124]
解调的目的就是将解扩后的iq路符号进行分析以得到原始调制信息，利用前后码元的相位差进行解调。所以在这种框架下，伪随机码捕获和解调设计在很大程度上可以复
用，减少了系统的资源消耗。n0表示进入同步的时刻，该时刻接收伪码和本地伪码完全对齐。
[0125]
由前述内容可知：
[0126]
ii(n0)＝nd(n0)k
ii_loss
；
[0127]
qi(n0)＝nd(n0)k
qi_loss
；
[0128]
iq(n0+n)＝-nd(n0+n)k
iq_loss
；
[0129]
qq(n0+n)＝nd(n0+n)k
qq_loss
。
[0130]
令dec(n0)＝ii
·
qq-qi
·
iq，将上述4式带入dec中，可得：
[0131][0132]
当频偏fd＝0，相偏θd＝0时，可简化为：
[0133]
dec(n0)＝n2d(n0)d(n0+n)。
[0134]
当dec《0时，解调输出为1，否则为0。
[0135]
由n2恒大于0，dqpsk调试方式在发射机中已加入差分调制。因此d(n0)d(n0+n)的结果就是最后解调的结果，也是解差分的结果。
[0136]
由以上技术方案可以看出，本发明具有以下优点：
[0137]
本发明使用非相干方式对接收信号进行同步和解调，免去了传统方法中恢复相干载波的步骤，解决了快速跳频通信等无法恢复相干载波的问题。而且将解扩和解调进行了合并，极大简化了接收机设计的复杂度，降低了功耗。
[0138]
上面结合附图阐述的具体实施方式描述了示例性实施例，但并不表示可以实现的或者落入权利要求书的保护范围的所有实施例。在整个本说明书中使用的术语“示例性”意味着“用作示例、实例或例示”，并不意味着比其它实施例“优选”或“具有优势”。出于提供对所描述技术的理解的目的，具体实施方式包括具体细节。然而，可以在没有这些具体细节的情况下实施这些技术。在一些实例中，为了避免对所描述的实施例的概念造成难以理解，公知的结构和装置以框图形式示出。
[0139]
本公开内容的上述描述被提供来使得本领域任何普通技术人员能够实现或者使用本公开内容。对于本领域普通技术人员来说，对本公开内容进行的各种修改是显而易见的，并且，也可以在不脱离本公开内容的保护范围的情况下，将本文所对应的一般性原理应用于其它变型。因此，本公开内容并不限于本文所描述的示例和设计，而是与符合本文公开的原理和新颖性特征的最广范围相一致。

技术特征：
1.一种基于dqpsk的信号处理方法，其特征在于，所述方法包括以下步骤：s1、根据n时刻的i路伪随机码pn
i
(n)和q路伪随机码pn
q
(n)、及n时刻接收到的i路信号ir(n)和q路信号qr(n)，获取相关值pn
i
(n)
·
i
r
(n)、pn
i
(n)
·
q
r
(n)、pn
q
(n)
·
i
r
(n)、pn
q
(n)
·
q
r
(n)；s2、根据相关值pn
i
(n)
·
i
r
(n)、pn
i
(n)
·
q
r
(n)、pn
q
(n)
·
i
r
(n)、pn
q
(n)
·
q
r
(n)获取n0时刻的相关值corr
n
，比较corr
n
与预设门限值的大小，若n0时刻的相关值corr
n
大于预设门限值，则执行步骤s3，否则返回执行步骤s1；s3、根据n0时刻的相关值corr
n
进入同步判定逻辑流程，若判定为同步时刻，则执行s4，否则返回执行s1；s4、根据n0时刻与其下一时刻的相关值获取解调信号dec(n0)。2.根据权利要求1所述的基于dqpsk的信号处理方法，其特征在于，所述步骤s1中i路伪随机码和q路伪随机码的生成方式为：随机码和q路伪随机码的生成方式为：其中，m为扩频码序列，n为扩频码序列的长度，且0≤i≤n/2-1。3.根据权利要求2所述的基于dqpsk的信号处理方法，其特征在于，所述步骤s1中n时刻接收到的i路信号ir(n)和q路信号qr(n)分别为：i
r
(n)＝d
i
(n)pn
i
(n)g
i
(n)cos(2πf
d
n+θ
d
)-d
q
(n+1)pn
q
(n)g
q
(n+1)sin(2πf
d
n+θ
d
)；q
r
(n)＝d
i
(n)pn
i
(n)g
i
(n)sin(2πf
d
n+θ
d
)+d
q
(n+1)pn
q
(n)g
q
(n+1)cos(2πf
d
n+θ
d
)；其中，d
i
(n)为n时刻的i路已调制信息，g
i
(n)为n时刻的i路调制波形，d
q
(n+1)为n+1时刻的q路已调制信息，g
q
(n+1)为n+1时刻的q路调制波形，f
d
为本振的相对频偏引入的频偏，θ
d
为本振之间的相偏。4.根据权利要求3所述的基于dqpsk的信号处理方法，其特征在于，所述步骤s1中的相关值pn
i
(n)
·
i
r
(n)、pn
i
(n)
·
q
r
(n)、pn
q
(n)
·
i
r
(n)、pn
q
(n)
·
q
r
(n)分别为：pn
i
(n)
·
i
r
(n)＝d
i
(n)g
i
(n)cos(2πf
d
n+θ
d
)；pn
i
(n)
·
q
r
(n)＝d
i
(n)g
i
(n)sin(2πf
d
n+θ
d
)；pn
q
(n)
·
i
r
(n)＝-d
q
(n+1)g
q
(n+1)sin(2πf
d
n+θ
d
)；pn
q
(n)
·
q
r
(n)＝d
q
(n+1)g
q
(n+1)cos(2πf
d
n+θ
d
)。5.根据权利要求4所述的基于dqpsk的信号处理方法，其特征在于，所述步骤s3中n0时刻的相关值corr
n
为：corr
n
＝ii2+qi2+iq2+qq2；ii、qi、iq、qq分别为pn
i
(n)
·
i
r
(n)、pn
q
(n)
·
i
r
(n)、pn
i
(n)
·
q
r
(n)、pn
q
(n)
·
q
r
(n)的累加值。6.根据权利要求5所述的基于dqpsk的信号处理方法，其特征在于，所述步骤s3中n0时刻的相关值corr
n
为：其中，k
ii_loss
、k
qi_loss
、k
iq_loss
、k
qq_loss
分别为pn
i
(n)
·
i
r
(n)、pn
q
(n)
·
i
r
(n)、pn
i
(n)
·
q
r
(n)、pn
q
(n)
·
q
r
(n)的累加衰减因子，满足：(n)的累加衰减因子，满足：(n)的累加衰减因子，满足：(n)的累加衰减因子，满足：7.根据权利要求1所述的基于dqpsk的信号处理方法，其特征在于，所述步骤s3中的预设门限值为底噪平均值。8.根据权利要求1所述的基于dqpsk的信号处理方法，其特征在于，所述步骤s3还包括：监听阶段，比较n0时刻的相关值corr
n
与预设门限值的大小，若是，则进入第一捕获阶段；第一捕获阶段，总长度为x1个周期，每个周期长度为n，每个周期结束时，若相关值corr
n
峰值在规定的区间内，则第一计数器加1，否则第一计数器减1，若在x1个周期结束前第一计数器到达第一预设值，则进入第二捕获阶段；第二捕获阶段，总长度为x2个周期，每个周期长度为n，每个周期长度为n，每个周期结束时，若相关值corr
n
峰值在规定的区间内，则第二计数器加1，否则第二计数器保持，若在x2个周期结束前第一计数器到达第二预设值，则执行步骤s4。9.根据权利要求6所述的基于dqpsk的信号处理方法，其特征在于，所述步骤s4中的解调信号为：当频偏f
d
＝0，相偏θ
d
＝0时，解调信号为：dec(n0)＝n2d(n0)d(n0+n)。10.一种基于dqpsk的信号处理系统，其特征在于，所述系统包括：相关单元，用于根据n时刻的i路伪随机码pn
i
(n)和q路伪随机码pn
q
(n)、及n时刻接收到的i路信号ir(n)和q路信号qr(n)，获取相关值pn
i
(n)
·
i
r
(n)、pn
i
(n)
·
q
r
(n)、pn
q
(n)
·
i
r
(n)、pn
q
(n)
·
q
r
(n)；相关计算单元，用于根据相关值pn
i
(n)
·
i
r
(n)、pn
i
(n)
·
q
r
(n)、pn
q
(n)
·
i
r
(n)、pn
q
(n)
·
q
r
(n)获取n0时刻的相关值corr
n
；同步判决单元，用于比较corr
n
与预设门限值的大小，获取完成同步流程的n0时刻；解调单元，用于根据n0时刻与其下一时刻的相关值获取解调信号dec(n0)。

技术总结
本发明揭示了一种基于DQPSK的信号处理方法及系统，所述方法包括以下步骤：S1、根据n时刻的I路伪随机码PN


技术研发人员：宁平 张楷生 朱学勇 李朝伟
受保护的技术使用者：上海雷骥电子科技有限公司
技术研发日：2023.04.23
技术公布日：2023/7/18