一种全碳化硅全波同步整流的宽增益串联谐振变换器的制作方法

1.本发明涉及一种全碳化硅全波同步整流的宽增益串联谐振变换器。


背景技术：

2.随着新能源、电动汽车汽车、特高压直流输电、轨道交通等产业的发展，应用于大功率场合的隔离型宽增益变换器需求不断提高。碳化硅(silicon carbide，sic)作为一种宽禁带材料，具有高击穿场强、高饱和电子漂移速率、高热导率等优点，可以实现高压、大功率、高频、高温应用的新型功率半导体器件。基于sic器件的隔离型变换器往往具有高频、高效、高功率密度的特性。然而，传统的隔离型串联谐振变换器(seriesresonantconverter)，如常见的llc变换器、dab变换器、clllc变换器等，在工作时产生较大谐振电流，目前碳化硅外延片面积有限，难以满足碳化硅芯片承载大电流的需求。基于sic器件的串联谐振变换器电压增益范围有待进一步拓宽，亟需研究适用于sic应用的新型宽增益串联谐振变换器。然而目前一般的碳化硅mosfet寄生体二极管导通压降大，不利于降低损耗，


技术实现要素：

3.本发明要解决的技术问题，在于提供一种全碳化硅全波同步整流的宽增益串联谐振变换器，避免桥臂电流整流工况时，碳化硅mosfet寄生体二极管造成的高导通损耗，且在实现高频隔离和zvs软开关的基础上，还具有宽增益和低损耗的特点。
4.本发明是这样实现的：一种全碳化硅全波同步整流的宽增益串联谐振变换器，用于连接直流电压输入端以及直流电压输出端，包括：依次连接的原边半导体功率器件单元、串联谐振槽、矩阵式隔离变压单元以及全波同步整流单元；所述直流电压输入端连接至所述原边半导体功率器件单元；所述直流电压输出端分别连接矩阵式隔离变压单元以及全波同步整流单元；
5.所述矩阵式隔离变压单元的原边绕组串联，分担输入侧电压；副边绕组并联，分担输出侧电流；
6.所述串联谐振槽包括谐振电感和谐振电容，用于使得原边半导体功率器件单元在开通和关断过程中触发串联谐振，实现零电压开关。
7.进一步地，所述原边半导体功率器件单元包括碳化硅功率器件s
p1
、碳化硅功率器件s
p2
、碳化硅功率器件s
p3
以及碳化硅功率器件s
p4
，所述直流电压输入端的正极分别连接所述碳化硅功率器件s
p1
的漏极以及碳化硅功率器件s
p3
的漏极；所述直流电压输入端的负极分别连接所述碳化硅功率器件s
p2
的源极以及碳化硅功率器件s
p4
的源极；所述所述碳化硅功率器件s
p1
的源极与碳化硅功率器件s
p3
的漏极并联后连接至所述串联谐振槽，所述所述碳化硅功率器件s
p3
的源极与碳化硅功率器件s
p4
的漏极并联后连接至所述矩阵式隔离变压单元；所述碳化硅功率器件s
p1
的栅极、碳化硅功率器件s
p2
的栅极、碳化硅功率器件s
p3
的栅极以及碳化硅功率器件s
p4
的栅极均连接至对应的驱动信号。
8.进一步地，所述矩阵式隔离变压单元包括至少一个矩阵变压器元素，每个所述矩
阵变压器元素包括原边绕组、第一副边绕组以及第二副边绕组，每个所述矩阵变压器元素中的原边绕组串联后一端部连接至所述串联谐振槽，另一端部连接至所述原边半导体功率器件单元，所述第一副边绕组的一端部以及第二副边绕组的一端部均连接至全波同步整流单元，所述第一副边绕组的另一端部以及第二副边绕组的另一端部均连接至直流电压输出端。
9.进一步地，所述全波同步整流单元包括至少一个全波同步整流模块，每个所述全波同步整流模块包括碳化硅功率器件s
s1
、碳化硅功率器件s
s2
、碳化硅功率器件s
s3
以及碳化硅功率器件s
s4
；所述碳化硅功率器件s
s2
的源极以及碳化硅功率器件s
s4
的漏极连接至所述矩阵式隔离变压单元；所述碳化硅功率器件s
s2
的漏极连接至碳化硅功率器件s
s1
的漏极，所述碳化硅功率器件s
s1
的源极以及碳化硅功率器件s
s3
的漏极均连接至所述矩阵式隔离变压单元；所述碳化硅功率器件s
s4
的源极以及碳化硅功率器件s
s3
的源极均连接至所述直流电压输出端；所述碳化硅功率器件s
s1
的栅极、碳化硅功率器件s
s2
的栅极、碳化硅功率器件s
s3
的栅极以及碳化硅功率器件s
s4
的栅极均连接至对应的驱动信号。
10.本发明具有如下优点：
11.1、受到碳化硅外延片面积局限，碳化硅芯片电流承载能力有限，基于sic器件的串联谐振变换器电压增益范围有待进一步拓宽，本发明一种全碳化硅全波同步整流的宽增益串联谐振变换器，并引入矩阵变压器，将变换器的电压增益范围拓宽。
12.2、本发明一种全碳化硅全波同步整流的宽增益串联谐振变换器，可以工作于buck(降压)模式，也可以工作于boost(升压)模式，是一种具有混合工作模式的隔离型全碳化硅全波同步整流的宽增益串联谐振变换器。
13.3、本发明一种全碳化硅全波同步整流的宽增益串联谐振变换器，实现了直流电压输入端和直流电压输出端的电气隔离，避免偶然同时触及带电体和大地所带来的危险，确保用电安全。
14.4、本发明一种全碳化硅全波同步整流的宽增益串联谐振变换器，可实现隔离变压器、sic功率开关器件等变换器构成组件低损耗。
15.5、隔离变压器副边采用全波同步整流。隔离变压器副边采用通态电阻极低的同步整流碳化硅器件，与传统二极管整流相比，可以降低导通损耗，进一步提高效率，更适合低压大电流场合。在半个谐振周期内，电流流过一个同步整流碳化硅器件；而在另一个半谐振周期内，电流流经第二个同步整流器件；两个同步整流碳化硅器件的连接能使流经它们的电流以同一方向流过负载。
16.6、针对宽范围电压变化时隔离变压器原边高压、副边大电流问题，引入矩阵变压器，矩阵变压器分为多个元素，矩阵变压器元素之间，原边绕组串联，分担输入侧高电压，副边绕组并联，分担输出侧大电流，降低隔离变压器损耗。矩阵变压器的引入有利于减小器件并联带来的不均流和局部过热等问题，从而进一步降低损耗，提升变换器效率。
17.7、本发明一种全碳化硅全波同步整流的宽增益串联谐振变换器，通过引入谐振电感和谐振电容构成的谐振槽，使得其中的碳化硅功率半导体功率器件在开通和关断过程中自动触发串联谐振，实现零电压开关(zvs)，极大减小开关过程中，器件电压和电流的交叠时间，从而降低开关损耗、提升变换器效率。
18.8、本发明一种全碳化硅全波同步整流的宽增益串联谐振变换器，实现全碳化硅功
率器件的应用，相比于传统硅功率器件，降低变换器的功率损耗，在实现变换器的高频化的同时，提高了变换器的工作效率。
19.9、本发明一种全碳化硅全波同步整流的宽增益串联谐振变换器，因具备低损耗和高效率的特性，正常工作中产生的热量较小，这有利于减小散热系统的体积和复杂程度，提升电源系统的功率密度和可靠性。
附图说明
20.下面参照附图结合实施例对本发明作进一步的说明。
21.图1为本发明一种全碳化硅全波同步整流的宽增益串联谐振变换器的构成框图；
22.图2为本发明一种全碳化硅全波同步整流的宽增益串联谐振变换器的电路原理图；
23.图3为本发明绕组矩阵拓扑图；
24.图4为本发明不同输入输出电压对应增益示意图；
25.图5为本发明在100khz，400v输入电压，12v输出电压和500w功率水平的条件下以降压模式运行的电感电流波形图和电容电压波形图；
26.图6为本发明在100khz，200v输入电压，14v输出电压和500w功率水平的条件下以升压模式运行的电感电流波形图和电容电压波形图；
27.图7a为buck工作模式的模态一原理图；
28.图7b为buck工作模式的模态二原理图；
29.图7c为buck工作模式的模态三原理图；
30.图7d为buck工作模式的模态四原理图；
31.图7e为buck工作模式的模态五原理图；
32.图7f为buck工作模式的模态六原理图；
33.图7g为boost工作模式的模态一原理图；
34.图7h为boost工作模式的模态二原理图；
35.图7i为boost工作模式的模态三原理图；
36.图7j为boost工作模式的模态四原理图；
37.图7k为boost工作模式的模态五原理图；
38.图7l为boost工作模式的模态六原理图；
39.图8a为buck工作模式波形图：
40.图8b为boost工作模式波形图：
41.图9为输入电压200v，输出电压10v时输入输出电压的波形图；
42.图10为输入电压200v，输出电压12v时输入输出电压的波形图；
43.图11为输入电压200v，输出电压14v时输入输出电压的波形图；
44.图12为输入电压300v，输出电压10v时输入输出电压的波形图；
45.图13为输入电压300v，输出电压12v时输入输出电压的波形图；
46.图14为输入电压300v，输出电压14v时输入输出电压的波形图；
47.图15为输入电压400v，输出电压10v时输入输出电压的波形图；
48.图16为输入电压400v，输出电压12v时输入输出电压的波形图；
49.图17为输入电压400v，输出电压14v时输入输出电压的波形图；
50.图18为输入电压200v，输出电压10v时矩阵变压器的原边和副边电压电流的波形图；
51.图19为输入电压200v，输出电压12v时矩阵变压器的原边和副边电压电流的波形图；
52.图20为输入电压200v，输出电压14v时矩阵变压器的原边和副边电压电流的波形图；
53.图21为输入电压300v，输出电压10v时矩阵变压器的原边和副边电压电流的波形图；
54.图22为输入电压300v，输出电压12v时矩阵变压器的原边和副边电压电流的波形图；
55.图23为输入电压300v，输出电压14v时矩阵变压器的原边和副边电压电流的波形图；
56.图24为输入电压400v，输出电压10v时矩阵变压器的原边和副边电压电流的波形图；
57.图25为输入电压400v，输出电压12v时矩阵变压器的原边和副边电压电流的波形图；
58.图26为输入电压400v，输出电压14v时矩阵变压器的原边和副边电压电流的波形图；
59.图27为输入电压200v，输出电压10v时原边功率器件和副边功率器件的漏极电流的波形图；
60.图28为输入电压200v，输出电压12v时原边功率器件和副边功率器件的漏极电流的波形图；
61.图29为输入电压200v，输出电压14v时原边功率器件和副边功率器件的漏极电流的波形图；
62.图30为输入电压300v，输出电压10v时原边功率器件和副边功率器件的漏极电流的波形图；
63.图31为输入电压300v，输出电压12v时原边功率器件和副边功率器件的漏极电流的波形图；
64.图32为输入电压300v，输出电压14v时原边功率器件和副边功率器件的漏极电流的波形图；
65.图33为输入电压400v，输出电压10v时原边功率器件和副边功率器件的漏极电流的波形图；
66.图34为输入电压400v，输出电压12v时原边功率器件和副边功率器件的漏极电流的波形图；
67.图35为输入电压400v，输出电压14v时原边功率器件和副边功率器件的漏极电流的波形图；
68.图36为输入电压200v，输出电压10v时整流器件的漏极电流的波形图；
69.图37为输入电压200v，输出电压12v时整流器件的漏极电流的波形图；
70.图38为输入电压200v，输出电压14v时整流器件的漏极电流的波形图；
71.图39为输入电压300v，输出电压10v时整流器件的漏极电流的波形图；
72.图40为输入电压300v，输出电压12v时整流器件的漏极电流的波形图；
73.图41为输入电压300v，输出电压14v时整流器件的漏极电流的波形图；
74.图42为输入电压400v，输出电压10v时整流器件的漏极电流的波形图；
75.图43为输入电压400v，输出电压12v时整流器件的漏极电流的波形图；
76.图44为输入电压400v，输出电压14v时整流器件的漏极电流的波形图。
具体实施方式
77.本发明的总体思路：
78.1.本发明一种全碳化硅全波同步整流的宽增益串联谐振变换器，基于全碳化硅器件的全波同步整流，引入矩阵变压器，采用混合工作模式的脉宽调制策略，将变换器的电压增益范围拓宽。
79.2.本发明一种全碳化硅全波同步整流的宽增益串联谐振变换器，具有混合工作模式，可以工作于buck(降压)模式，也可以工作于boost(升压)模式，是一种具有混合工作模式的隔离型的全碳化硅全波同步整流的宽增益串联谐振变换器。
80.3.本发明一种全碳化硅全波同步整流的宽增益串联谐振变换器，隔离变压器副边采用全波同步整流。第一，隔离变压器副边采用通态电阻极低的同步整流碳化硅器件，与传统二极管整流相比，可以降低导通损耗，进一步提高效率，更适合低压大电流场合。第二，在半个谐振周期内，电流流过一个同步整流碳化硅器件；而在另一个半谐振周期内，电流流经第二个同步整流碳化硅器件；两个同步整流碳化硅器件的连接能使流经它们的电流以同一方向流过负载。
81.4.本发明一种全碳化硅全波同步整流的宽增益串联谐振变换器，引入了矩阵变压器，矩阵变压器分为多个元素，矩阵变压器的各元素之间，原边绕组串联，分担输入侧高电压，副边绕组并联，分担输出侧大电流，降低隔离变压器损耗。矩阵变压器的引入有利于减小器件并联带来的不均流和局部过热等问题，从而进一步降低损耗，提升变换器效率。
82.5.本发明通过引入谐振电感和谐振电容构成的谐振槽，使得其中的碳化硅功率半导体功率器件在开通和关断过程中自动触发串联谐振，实现零电压开关(zvs)，极大减小开关过程中，器件电压和电流的交叠时间，从而降低开关损耗、提升变换器效率。
83.6.本发明一种全碳化硅全波同步整流的宽增益串联谐振变换器，因具备低损耗和高效率的特性，正常工作中产生的热量较小，这有利于减小散热系统的体积和复杂程度，提升电源系统的功率密度和可靠性。
84.如图1和图2所示，一种全碳化硅全波同步整流的宽增益串联谐振变换器一种全碳化硅全波同步整流的宽增益串联谐振变换器，用于连接直流电压输入端以及直流电压输出端，包括：依次连接的原边半导体功率器件单元、串联谐振槽、矩阵式隔离变压单元以及全波同步整流单元；所述直流电压输入端连接至所述原边半导体功率器件单元；所述直流电压输出端分别连接矩阵式隔离变压单元以及全波同步整流单元；
85.所述矩阵式隔离变压单元的原边绕组串联，分担输入侧电压；副边绕组并联，分担输出侧电流；
86.所述串联谐振槽包括谐振电感和谐振电容，用于使得原边半导体功率器件单元在开通和关断过程中触发串联谐振，实现零电压开关。
87.所述原边半导体功率器件单元包括碳化硅功率器件s
p1
、碳化硅功率器件s
p2
、碳化硅功率器件s
p3
以及碳化硅功率器件s
p4
，所述直流电压输入端的正极分别连接所述碳化硅功率器件s
p1
的漏极以及碳化硅功率器件s
p3
的漏极；所述直流电压输入端的负极分别连接所述碳化硅功率器件s
p2
的源极以及碳化硅功率器件s
p4
的源极；所述所述碳化硅功率器件s
p1
的源极与碳化硅功率器件s
p3
的漏极并联后连接至所述串联谐振槽，所述所述碳化硅功率器件s
p3
的源极与碳化硅功率器件s
p4
的漏极并联后连接至所述矩阵式隔离变压单元；所述碳化硅功率器件s
p1
的栅极、碳化硅功率器件s
p2
的栅极、碳化硅功率器件s
p3
的栅极以及碳化硅功率器件s
p4
的栅极均连接至对应的驱动信号；该驱动信号是通过现有技术中的驱动电路提供的，每个碳化硅功率器件都有一个驱动电路连接至栅极，用于驱动碳化硅功率器件的开启和关闭。
88.所述矩阵式隔离变压单元包括至少一个矩阵变压器元素，每个所述矩阵变压器元素包括原边绕组、第一副边绕组以及第二副边绕组，每个所述矩阵变压器元素中的原边绕组串联后一端部连接至所述串联谐振槽，另一端部连接至所述原边半导体功率器件单元，所述第一副边绕组的一端部以及第二副边绕组的一端部均连接至全波同步整流单元，所述第一副边绕组的另一端部以及第二副边绕组的另一端部均连接至直流电压输出端。
89.所述全波同步整流单元包括至少一个全波同步整流模块，每个所述全波同步整流模块包括碳化硅功率器件s
s1
、碳化硅功率器件s
s2
、碳化硅功率器件s
s3
以及碳化硅功率器件s
s4
；所述碳化硅功率器件s
s2
的源极以及碳化硅功率器件s
s4
的漏极连接至所述矩阵式隔离变压单元；所述碳化硅功率器件s
s2
的漏极连接至碳化硅功率器件s
s1
的漏极，所述碳化硅功率器件s
s1
的源极以及碳化硅功率器件s
s3
的漏极均连接至所述矩阵式隔离变压单元；所述碳化硅功率器件s
s4
的源极以及碳化硅功率器件s
s3
的源极均连接至所述直流电压输出端；所述碳化硅功率器件s
s1
的栅极、碳化硅功率器件s
s2
的栅极、碳化硅功率器件s
s3
的栅极以及碳化硅功率器件s
s4
的栅极均连接至对应的驱动信号；该驱动信号是通过现有技术中的驱动电路提供的，每个碳化硅功率器件都有一个驱动电路，用于驱动碳化硅功率器件的开启和关闭；驱动电路包括驱动信号、驱动电阻以及控制电容设置而成；驱动电阻根据驱动信号进行设置，控制电容用于调整开关速度，驱动信号为现有的电路发出。
90.直流电压输入端到原边碳化硅功率器件单元桥臂上下端，输入电压为v
in
为200-400v，原边碳化硅功率器件单元模块由4个mos管(即碳化硅mosfet)组成的两个桥臂，原边碳化硅功率器件单元连接由串联的电感电容构成的串联谐振槽，串联谐振槽与矩阵式隔离变压单元连接，矩阵式隔离变压单元由n元素串联组成，每个元素连接一个由4个mos管(即碳化硅mosfet)构成两个桥臂的全波同步整流模块，全波同步整流模块进行直流电压输出。
91.下面以四元素矩阵变压器为例，分析工作原理并给出验证。
92.1.参数设计
93.(1)设计工况
94.输入侧功率为p为500w，电压为v
in
为200-400v，输出电压为v
out
为10-14v。在额定工况v
in
为300v、vo为12v情况下设计参数，兼顾宽范围增益要求。
95.(2)变压器变比设计
96.矩阵变压器以n＝4为例，矩阵绕组拓扑如图3所示，在额定输入电压和额定输出电压情况下设计总变压器变比(n
wind
)：
[0097][0098]
考虑到变换器输入侧高电压、输出侧大电流的运行工况，以及增益变化范围较宽，总变压器变比较大的特点。为了进一步提升矩阵变压器效率，将总体绕组分为四个绕组矩阵。四个矩阵之间，原边绕组串联，分担输入侧高电压，副边绕组并联，分担输出侧大电流。因此，每个绕组矩阵的变比：
[0099][0100]
(3)变换器增益设计
[0101]
输入电压为200v，输出电压为14v时电压增益取得最大值1.75。输入电压为400v输出电压为12v时电压增益取得最小值0.75，不同输入输出电压对应增益如图4所示。
[0102][0103]
(4)谐振参数设计
[0104]
选取谐振频率fr＝100khz，为了防止谐振电流对移相角度变化过于敏感，选取开关频率略高于谐振频率，采用fs＝110khz。进而，在设计谐振电感lr和谐振电容cr过程中，对电感电流和电容电压波形进行探讨。本发明给出了三种谐振工况的实例。这些谐振工况的参数列于表1。
[0105]
表1不同谐振工况分析
[0106]
工况lr(uh)cr(nf)fr(khz)工况1110.030.00100工况290.023.50100工况370.020.00100
[0107]
在buck模式下工作的四种情况，分别为：输入电压为300v，输出电压为10v；输入电压为400v，输出电压为10v；输入电压为400v，输出电压为12v；输入电压为400v，输出电压为14v。在boost模式下工作的五种情况，分别为：输入电压为200v，输出电压为10v；输入电压为200v，输出电压为12v；输入电压为200v，输出电压为14v；输入电压为300v，输出电压为12v；输入电压为300v，输出电压为14v。谐振电感越大，dcm周期越短，变换器rms电流越低，变换器均方根电流越低。
[0108]
如图5和图6所示，在buck和boost模式运行期间，选用较大的lr可以使得变换器的mosfet、二极管谐振电容和矩阵变压器的电流有效值较低，效率较高。理想情况下，lr越大，效率越高。但在实际工况下，lr太大会带来一些不良影响。比如：谐振电容cr会太小，且cr上的电压会很高。此外，所设计变压器和外部电感的实用性会大大降低。综合考虑3种情况，选
择第2种工况的参数，作为本设计的谐振参数，lr＝90uh，cr＝23.5nf。其中，谐振电容选择4个5.6nf的电容并联。
[0109]
2.工作原理
[0110]
本发明所述的全碳化硅全波同步整流的宽增益串联谐振变换器拓扑工作有两种模式，拓扑的结构如图2所示，工作模式分别有buck和boost模式，在不同的工况下，工作在相应的工作模式下，矩阵变压器二次侧绕组的工作方式相同，下面以矩阵变压器元素n＝4为例，针对其中一个绕组对工作模式进行阐述。
[0111]
buck工作模式
[0112]
模态一：开始阶段为切换周期的开始，通过lr的电流为零，通过cr的电压为最小值s
p1
、s
p4
和s
s2
导通，s
s1
关断，s
s3
导通，在模态一期间，谐振电感和谐振电容谐振，变换器通过s
s3
将能量传递给负载；模态一结束阶段，s
p1
、s
s2
关断，变换器进入死区，当s
s2
主体二极管被强制导通，电源由输入端转移到输出端，励磁电流达到峰值，谐振电感和励磁电感作为电流源，矩阵变压器一次侧电流包括谐振电感电流i
lr
和励磁电感电流i
lm
作为电流源，对s
p3
的寄生输出电容进行放电，对s
p4
的寄生输出电容进行充电，模态一的工作方式如图7(a)所示，波形如图8(a)的时间段t
0-t1所示的波形。模态二：开始阶段，s
p2
和s
p4
导通，矩阵变压器的一次绕组短路，矩阵变压器绕组上没有施加电压，矩阵变压器二次侧由s
s3
连续输出，谐振电感电流逐渐减小到零，谐振电容电压逐渐增加到最大值；模态二结束阶段，谐振电感电流减小到零，进入不连续传导模式(dcm)，模态二的工作方式如图7(b)所示，波形如图8(a)的时间段t
1-t2所示的波形。
[0113]
模态三:开始阶段，s
p2
和s
p4
导通，s
s3
和s
s2
主体二极管关断，谐振电感电流保持为零，谐振电容电压保持为最大值；模态三结束阶段s
p4
关断，变换器进入死区，对s
p3
的寄生输出电容放电，对s
p4
的寄生输出电容充电，保持在其最大值的磁化电流作为电流源，模态三的工作方式如图7(c)所示，波形如图8(a)的t
2-t3时间段所示波形。
[0114]
模态四：开始阶段，s
p2
、s
p3
和s
s1
导通，矩阵变压器初级绕组上的电压为输入电压，变换器通过lr，cr，s
s4
将能量传递给负载；模态四结束阶段，s
p2
和s
s1
关断,变换器进入死区，当s
s1
的主体二极管被强制导通时，电源也直接从输入端转移到输出端，励磁电流处于负峰值，包括i
lr
和i
lm
在内的矩阵变压器一次侧电流作为电流源对s
p1
的寄生输出电容进行放电，对s
p2
的寄生输出电容进行充电，模态四的工作方式如图7(d)所示，波形如图8(a)的t
3-t4时间段所示。
[0115]
模态五：开始阶段，s
p2
和s
s1
关断，s
p1
和s
p3
导通，导致矩阵变压器一次绕组短路，矩阵变压器的绕组上没有施加电压，矩阵变压器二次侧由s
s4
连续输出，谐振电感电流逐渐减小到零，谐振电容电压逐渐减小到最小值，模态五的工作方式如图7(e)所示，波形如图8(a)的t
4-t5时间段波形所示。
[0116]
模态六：开始阶段，s
p1
和s
p3
导通，s
s4
和s
s1
主体二极管关断，谐振电流达到零，谐振电容电压减小到最小值，进入不连续传导模式(dcm)；模态六结束阶段，s
p3
关断，变换器进入死区，保持在其最小值的磁化电流作为电流源，对s
p4
的输出电容放电，对s
p3
的输出电容充电，模态六的工作方式如图7(f)所示，波形如图8(a)的时间段t
5-t6时间段波形所示。
[0117]
boost工作模式
[0118]
模态一：开始阶段，s
p2
、s
p3
、s
s1
导通，而s
s2
处于前一个开关周期的导通状态，通过矩
阵变压器一次绕组的电压为输入电压，在此期间，lr和cr发生谐振；通过同时导通s
s1
、s
s2
，使矩阵变压器二次绕组短路，lr的电荷几乎是线性的，模态一的工作方式如图7(g)所示，波形如图8(b)的t
0-t1时间段波形所示。
[0119]
模态二：开始阶段，s
s2
关断，输入电压仍应用于矩阵变压器的初级绕组，对于矩阵变压器二次侧，能量直接通过由lr、cr、s
s4
传递给负载，模态二的工作方式如图7(h)所示，波形如图8(b)的t
1-t2时间段波形所示。
[0120]
模态三：开始阶段，通过谐振电感的电流为零，s
s4
实现zcs关断，变换器进行断续传导模式(dcm)，谐振电容电压处于最小值；模态三结束阶段，s
p2
和s
p3
在zcs条件下关断，变换器进入死区，磁化电流表现为对s
p1
和s
p4
的寄生输出电容放电，对s
p2
和s
p3
的寄生输出电容充电，模态三的工作方式如图7(i)所示，波形如图8(b)的t
2-t3时间段波形所示。
[0121]
模态四：开始阶段，s
p1
、s
p4
和s
s2
导通，而s
s1
保持之前的导通状态，矩阵变压器初级绕组上的电压为输入电压，lr和cr在此期间发生谐振，通过同时导通s
s1
和s
s2
，使矩阵变压器二次绕组短路，lr的电荷几乎是线性的，模态四的工作方式如图7(j)所示，波形如图8(b)的t
3-t4时间段波形所示。
[0122]
模态五：开始阶段，s
s1
导通，输入电压仍应用于矩阵变压器的初级绕组，能量通过由lr、cr、s
s3
直接向负载转移，模态五的工作方式如图7(k)所示，波形如图8(b)的t
4-t5时间段波形所示。
[0123]
模态六：开始阶段，谐振电感电流达到零，变换器进入断续传导模式(dcm)，当谐振电感电流为零，谐振电容电压为最大值时；模态六结束阶段，s
p1
和s
p4
在zcs条件下关断，变换器进入死区，磁化电流表现为对s
p2
和s
p3
的寄生输出电容放电，而对s
p1
和s
p4
的寄生输出电容充电，模态六的工作方式如图7(l)所示，波形如图8(b)的t
5-t6时间段波形所示。
[0124]
3.仿真验证
[0125]
1)宽增益特性
[0126]
传统拓扑的增益要求尽量接近1的范围越小越好，本拓扑可以将增益范围拓宽，是具有混合工作模式的隔离谐振变换器，在保持高效率的同时，通过调节方波占空比的方法自动切换实现宽输入宽输出调节，可以将原边输入宽范围高电压变换为窄范围低电压。本拓扑可实现输入直流电压范围200v-400v到输出直流电压为12v-14v的稳定输出，由此可以实现将原边输入宽范围高电压变换为窄范围低电压的目的，实现宽增益特性，工况如下：
[0127]
(1)输入电压为200v时，输出电压为10v，工作模式为boost，波形如图9所示；
[0128]
(2)输入电压为200v时，输出电压为12v，工作模式为boost，波形如图10所示；
[0129]
(3)输入电压为200v时，输出电压为14v，工作模式为boost，波形如图11所示；
[0130]
(4)输入电压为300v时，输出电压为10v，工作模式为buck，波形如图12所示；
[0131]
(5)输入电压为300v时，输出电压为12v，工作模式为boost，波形如图13所示；
[0132]
(6)输入电压为300v时，输出电压为14v，工作模式为boost，波形如图14所示；
[0133]
(7)输入电压为400v时，输出电压为10v，工作模式为buck，波形如图15所示；
[0134]
(8)输入电压为400v时，输出电压为12v，工作模式为buck，波形如图16所示；
[0135]
(9)输入电压为400v时，输出电压为14v，工作模式为buck，波形如图17所示；
[0136]
图9至图17是验证该变换器能够实现所述工况，波形为输入电压和输出电压。
[0137]
2)矩阵变压器损耗降低
[0138]
传统拓扑面对宽范围输入输出电压时存在变压器原边高压和副边低压大电流问题，本拓扑将总体绕组分为四个绕组矩阵，四个矩阵之间，原边绕组串联，分担输入侧高电压，副边绕组并联，分担输出侧大电流，还可以进一步提升变压器效率。具体矩阵变压器原副边电流在不同工况下的波形如下：
[0139]
(1)输入电压为200v，输出电压为10v，工作模式为boost，波形如图18所示；
[0140]
(2)输入电压为200v，输出电压为12v，工作模式为boost，波形如图19所示；
[0141]
(3)输入电压为200v，输出电压为14v，工作模式为boost，波形如图20所示；
[0142]
(4)输入电压为300v，输出电压为10v，工作模式为buck，波形如图21所示；
[0143]
(5)输入电压为300v，输出电压为12v，工作模式为boost，波形如图22所示；
[0144]
(6)输入电压为300v，输出电压为14v，工作模式为boost，波形如图23所示；
[0145]
(7)输入电压为400v，输出电压为10v，工作模式为buck，波形如图24所示；
[0146]
(8)输入电压400v，输出电压12v，工作模式为buck，波形图25所示；
[0147]
(9)输入电压为400v，输出电压为14v，工作模式为buck，波形如图26所示；
[0148]
图18至图26是显示在各个工况下，矩阵变压器的原边电压、原边电流、副边电压以及副边电流波形。
[0149]
3)开关损耗降低
[0150]
本拓扑采用谐振软开关技术，通过lr和cr串联谐振，zvs降低开关损耗。具体原副边开关管电流在不同工况下的波形如下：
[0151]
(1)输入电压为200v，输出电压为10v，工作模式为boost，波形如图27所示；
[0152]
(2)输入电压为200v，输出电压为12v，工作模式为boost，波形如图28所示；
[0153]
(3)输入电压为200v，输出电压为14v，工作模式为boost，波形如图29所示；
[0154]
(4)输入电压为300v，输出电压为10v，工作模式为buck，波形如图30所示；
[0155]
(5)输入电压为300v，输出电压为12v，工作模式为boost，波形如图31所示；
[0156]
(6)输入电压为300v，输出电压为14v，工作模式为boost，波形如图32所示；
[0157]
(7)输入电压为400v，输出电压为10v，工作模式为buck，波形如图33所示；
[0158]
(8)输入电压为400v，输出电压为12v，工作模式为buck，波形如图34所示；
[0159]
(9)输入电压为400v，输出电压为14v，工作模式为buck，波形如图35所示；
[0160]
图27至图35是显示各个工况下的原边功率器件的漏极电流和副边功率器件的漏极电流波形。
[0161]
4)整流管损耗降低
[0162]
副边采用通态电阻极低的碳化硅功率器件，来取代整流二极管以降低整流损耗，适合低压大电流场合。具体整流管电流在不同工况下的波形如下：
[0163]
(1)输入电压为200v，输出电压为10v，工作模式为boost，波形如图36所示；
[0164]
(2)输入电压为200v，输出电压为12v，工作模式为boost，波形如图37所示；
[0165]
(3)输入电压为200v，输出电压为14v，工作模式为boost，波形如图38所示；
[0166]
(4)输入电压为300v，输出电压为10v，工作模式为buck，波形如图39所示；
[0167]
(5)输入电压为300v，输出电压为12v，工作模式为boost，波形如图40所示；
[0168]
(6)输入电压为300v，输出电压为14v，工作模式为boost，波形如图41所示；
[0169]
(7)输入电压为400v，输出电压为10v，工作模式为buck，波形如图42所示；
[0170]
(8)输入电压为400v，输出电压为12v，工作模式为buck，波形如图43所示；
[0171]
(9)输入电压为400v，输出电压为14v，工作模式为buck，波形如图44所示；
[0172]
图36至图44是显示各个工况下的整流功率器件的漏极电流波形。
[0173]
虽然以上描述了本发明的具体实施方式，但是熟悉本技术领域的技术人员应当理解，我们所描述的具体的实施例只是说明性的，而不是用于对本发明的范围的限定，熟悉本领域的技术人员在依照本发明的精神所作的等效的修饰以及变化，都应当涵盖在本发明的权利要求所保护的范围内。

技术特征：
1.一种全碳化硅全波同步整流的宽增益串联谐振变换器，用于连接直流电压输入端以及直流电压输出端，其特征在于，包括：依次连接的原边半导体功率器件单元、串联谐振槽、矩阵式隔离变压单元以及全波同步整流单元；所述直流电压输入端连接至所述原边半导体功率器件单元；所述直流电压输出端分别连接矩阵式隔离变压单元以及全波同步整流单元；所述矩阵式隔离变压单元的原边绕组串联，分担输入侧电压；副边绕组并联，分担输出侧电流；所述串联谐振槽包括谐振电感和谐振电容，用于使得原边半导体功率器件单元在开通和关断过程中触发串联谐振，实现零电压开关。2.根据权利要求1所述的一种全碳化硅全波同步整流的宽增益串联谐振变换器，其特征在于，所述原边半导体功率器件单元包括碳化硅功率器件s
p1
、碳化硅功率器件s
p2
、碳化硅功率器件s
p3
以及碳化硅功率器件s
p4
，所述直流电压输入端的正极分别连接所述碳化硅功率器件s
p1
的漏极以及碳化硅功率器件s
p3
的漏极；所述直流电压输入端的负极分别连接所述碳化硅功率器件s
p2
的源极以及碳化硅功率器件s
p4
的源极；所述所述碳化硅功率器件s
p1
的源极与碳化硅功率器件s
p3
的漏极并联后连接至所述串联谐振槽，所述所述碳化硅功率器件s
p3
的源极与碳化硅功率器件s
p4
的漏极并联后连接至所述矩阵式隔离变压单元；所述碳化硅功率器件s
p1
的栅极、碳化硅功率器件s
p2
的栅极、碳化硅功率器件s
p3
的栅极以及碳化硅功率器件s
p4
的栅极均连接至对应的驱动信号。3.根据权利要求1所述的一种全碳化硅全波同步整流的宽增益串联谐振变换器，其特征在于，所述矩阵式隔离变压单元包括至少一个矩阵变压器元素，每个所述矩阵变压器元素包括原边绕组、第一副边绕组以及第二副边绕组，每个所述矩阵变压器元素中的原边绕组串联后一端部连接至所述串联谐振槽，另一端部连接至所述原边半导体功率器件单元，所述第一副边绕组的一端部以及第二副边绕组的一端部均连接至全波同步整流单元，所述第一副边绕组的另一端部以及第二副边绕组的另一端部均连接至直流电压输出端。4.根据权利要求1所述的一种全碳化硅全波同步整流的宽增益串联谐振变换器，其特征在于，所述全波同步整流单元包括至少一个全波同步整流模块，每个所述全波同步整流模块包括碳化硅功率器件s
s1
、碳化硅功率器件s
s2
、碳化硅功率器件s
s3
以及碳化硅功率器件s
s4
；所述碳化硅功率器件s
s2
的源极以及碳化硅功率器件s
s4
的漏极连接至所述矩阵式隔离变压单元；所述碳化硅功率器件s
s2
的漏极连接至碳化硅功率器件s
s1
的漏极，所述碳化硅功率器件s
s1
的源极以及碳化硅功率器件s
s3
的漏极均连接至所述矩阵式隔离变压单元；所述碳化硅功率器件s
s4
的源极以及碳化硅功率器件s
s3
的源极均连接至所述直流电压输出端；所述碳化硅功率器件s
s1
的栅极、碳化硅功率器件s
s2
的栅极、碳化硅功率器件s
s3
的栅极以及碳化硅功率器件s
s4
的栅极均连接至对应的驱动信号。

技术总结
本发明提供一种全碳化硅全波同步整流的宽增益串联谐振变换器，用于连接直流电压输入端以及直流电压输出端，包括：依次连接的原边半导体功率器件单元、串联谐振槽、矩阵式隔离变压单元以及全波同步整流单元；所述直流电压输入端连接至所述原边半导体功率器件单元；所述直流电压输出端分别连接矩阵式隔离变压单元以及全波同步整流单元；所述矩阵式隔离变压单元的原边绕组串联，分担输入侧电压；副边绕组并联，分担输出侧电流，扩宽变换器的电压增益范围；所述串联谐振槽包括谐振电感和谐振电容，用于使得原边半导体功率器件单元在开通和关断过程中触发串联谐振，实现零电压开关。实现零电压开关。实现零电压开关。


技术研发人员：李志君 孙宇晗 李志雨 黄波 王俊兴 邵天骢
受保护的技术使用者：泰科天润半导体科技（北京）有限公司
技术研发日：2022.11.15
技术公布日：2023/8/5