一种隔离变换器及其控制方法与流程

1.本技术涉及电力电子技术领域，特别涉及一种隔离变换器及其控制方法。


背景技术：

2.随着以光伏为代表的新能源发电产业的发展，利用新能源开展电解制氢、电解铝等应用的经济性正在逐步提升。如何利用新能源直接变换，为电解设备供电，为该技术的关键。
3.鉴于电解设备体积庞大、重量大，出于其金属外壳与电解液同电位情况下的安规考虑，一般需要将电解设备某一电极接地；而光伏电池板占地面积大，电气连接点大，因而接地短路等故障发生的概率较大。为保障在电解设备接地的同时发生光伏端对地短路等故障时的故障不继续扩大，需要采用隔离型变换器为光伏和电解设备提供电力转换功能。
4.现有技术中采用交流供电进行制氢时可以通过工频变压器实现隔离，而利用光伏提供的直流供电进行制氢时，需要采用隔离型dc/dc变换器；但是，传统的隔离型dc/dc变换器，受限于其电磁材料工艺、绕组工艺，尚无法实现制氢所需的较大功率。而若在传统隔离型dc/dc变换器内部通过多个功率模块直接并联来提升变换功率，则会带来这些功率模块之间的均流问题。


技术实现要素：

5.有鉴于此，本技术提供一种隔离变换器及其控制方法，以提升变换功率，并实现并联功率模块之间的均流。
6.为实现上述目的，本技术提供如下技术方案：
7.本技术第一方面提供了一种隔离变换器，其变压器的每一相分别包括：至少两个原边绕组和至少两个副边绕组；
8.各所述原边绕组，分别通过原边功率模块，连接原边直流母线；
9.各所述副边绕组，分别通过副边功率模块，连接副边直流母线；
10.各所述原边绕组与相应所述原边功率模块之间，和/或，各所述副边绕组与相应所述副边功率模块之间，存在阻抗；
11.所述变压器存在所述阻抗的一边，每相通过至少两个功率模块的控制信号的不同，实现该边每相各功率模块之间的均流。
12.可选的，所述控制信号的不同在于：存在根据相应功率模块之间的电流差异而生成的附加移相角。
13.可选的，所述控制信号的不同在于：等效占空比不同，以使该边每相各功率模块实现均流。
14.可选的，该边功率模块为多电平电路时，所述等效占空比的不同，来源于中间电平的占空比不同。
15.可选的，所述变压器中，相内的原副边绕组交错布置。
16.可选的，所述变压器中每一相的原副边绕组数量相等时，每一相的铁芯外侧间歇性的缠绕原副边绕组。
17.可选的，所述变压器中每一相的原副边绕组呈倍数关系时，每一相的原副边绕组按组布置；且各组中，数量少的一边绕组布置于数量多的一边绕组中间。
18.可选的，位于同一侧的绕组数量大于1时共接同一功率模块。
19.可选的，所述变压器为单相变压器，其各绕组的两端分别通过相应的功率模块连接相应的直流母线。
20.可选的，所述变压器为三相变压器；
21.各绕组的一端，分别通过相应的功率模块，连接相应的直流母线；
22.各所述原边绕组的另一端相连，各所述副边绕组的另一端相连。
23.可选的，所述原边功率模块为：两电平电路，或者，多电平电路；
24.所述副边功率模块为：两电平电路，或者，多电平电路。
25.可选的，所述原边功率模块和所述副边功率模块中，一个为三电平电路，另一个为两电平电路。
26.可选的，所述阻抗来源于：功率传输线缆、所述变压器的漏感或者额外设置的阻抗单元；
27.各所述原边绕组与相应所述原边功率模块之间，与，各所述副边绕组与相应所述副边功率模块之间，同时存在所述阻抗时，原副边的所述阻抗来源相同或不同。
28.可选的，所述阻抗单元，包括：至少一个电感，或者，至少一个所述电感及与其串联或并联连接的至少一个电容。
29.本技术第二方面提供了一种隔离变换器的控制方法，所述隔离变换器为如上述第一方面任一种所述的隔离变换器，所述控制方法包括：
30.采样所述隔离变换器所接原副边直流母线的母线电压，以及所述隔离变换器中变压器的绕组电流；
31.根据采样结果及控制目标，确定所述隔离变换器中各功率模块内各开关管的基准占空比和基准移相角；
32.根据所述变压器存在所述阻抗的一边相内各功率模块之间的电流差，确定各功率模块内各开关管的附加占空比和/或附加移相角；
33.以所述基准占空比和所述附加占空比的叠加结果，作为相应开关管的占空比；并以所述基准移相角和所述附加移相角的叠加结果，作为相应开关管的移相角；得到各开关管的控制信号。
34.可选的，根据所述变压器存在所述阻抗的一边相内各功率模块之间的电流差，确定各功率模块内各开关管的附加占空比和/或附加移相角，包括：
35.对变压器存在所述阻抗的一边各相，分别计算相内各功率模块的电流与该相的电流平均值之间的差值；
36.对变压器存在所述阻抗的一边各相，分别根据各所述差值，计算该相各功率模块内各开关管的所述附加占空比和/或所述附加移相角。
37.可选的，所述控制目标，包括以下至少一种：功率流向目标、功率指令值、软开关目标以及回流功率优化目标。
38.本技术提供的隔离变换器，其变压器的每一相分别包括：至少两个原边绕组和至少两个副边绕组；而且，各原边绕组，分别通过相应的原边功率模块，连接原边直流母线；各副边绕组，分别通过相应的副边功率模块，连接副边直流母线；也即，每一相任一边的各个功率模块虽不直接并联，却通过连接相应的绕组实现间接并联，进而可以实现变换功率的提升。而且，各原边绕组与相应原边功率模块之间，和/或，各副边绕组与相应副边功率模块之间，存在阻抗，进而可以实现各相功率传输支路的阻抗匹配和功率解耦功能。另外，该变压器存在阻抗的一边，每相通过至少两个功率模块的控制信号的不同，来实现该边每相各功率模块之间的均流。
附图说明
39.为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。
40.图1为本技术实施例提供的隔离变换器的一种结构示意图；
41.图2为本技术实施例提供的隔离变换器的另一种结构示意图；
42.图3为本技术实施例提供的隔离变换器的另一种结构示意图；
43.图4为本技术实施例提供的隔离变换器中功率模块的一种电路图；
44.图5为本技术实施例提供的隔离变换器中功率模块的另一种电路图；
45.图6为本技术实施例提供的隔离变换器中功率模块的另一种电路图；
46.图7为本技术实施例提供的隔离变换器利用附加移相角实现两个间接并联功率模块之间均流时两功率模块交流侧的电压波形示意图；
47.图8为本技术实施例提供的隔离变换器利用附加移相角实现两个间接并联功率模块之间均流时两功率模块交流侧的电流波形示意图；
48.图9为本技术实施例提供的隔离变换器利用占空比调节实现两个间接并联功率模块之间均流时两功率模块交流侧的电压波形示意图；
49.图10为本技术实施例提供的隔离变换器利用占空比调节实现两个间接并联功率模块之间均流时两功率模块交流侧的电流波形示意图；
50.图11为本技术实施例提供的隔离变换器利用0电平占空比调节实现两个间接并联功率模块之间均流时两功率模块交流侧的电压波形示意图；
51.图12为本技术实施例提供的隔离变换器中变压器的一种结构示意图；
52.图13为本技术实施例提供的隔离变换器中变压器的另一种结构示意图；
53.图14为本技术实施例提供的隔离变换器的控制方法的流程图。
具体实施方式
54.下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
55.在本技术中，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个
……”
限定的要素，并不排除在包括要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
56.由于电解设备具有低压大电流大功率的特性，因而需研制mw级、高压宽范围输入、低压大电流输出特性的隔离型变换器作为电解电源。但传统的隔离型dc/dc变换器，受限于电磁材料工艺、绕组工艺，其功率均较小，单一设备内部变压器的功率一般为几千瓦，与当前所需的变换功率相差近千倍。
57.因此，本技术提供一种隔离变换器，以提升变换功率，并实现并联功率模块之间的均流。
58.该隔离变换器，如图1或图2中所示，其变压器的每一相分别包括：至少两个原边绕组和至少两个副边绕组；以三相变压器为例，参见图1或图2，其a相包括i个原边绕组npa1、npa2、
…
、npai和j个副边绕组nsa1、nsa2、
…
、nsaj，其b相包括i个原边绕组npb1、npb2、
…
、npbi和j个副边绕组nsb1、nsb2、
…
、nsbj，其c相包括i个原边绕组npc1、npc2、
…
、npci和j个副边绕组nsc1、nsc2、
…
、nscj；i和j均大于等于2，两者可以相同也可以不同，视其具体应用环境而定即可。而且：
59.各原边绕组，分别通过相应的原边功率模块(如图中所示的功率模块pa1至功率模块pci)，连接原边直流母线。
60.各副边绕组，分别通过相应的副边功率模块(如图中所示的功率模块sa1至功率模块sci)，连接副边直流母线。
61.各原边绕组与相应原边功率模块之间，和/或，各副边绕组与相应副边功率模块之间，存在阻抗，以实现各相功率传输支路的阻抗匹配和功率解耦功能。图1以变压器原边存在相应阻抗(如图中所示的阻抗a1至阻抗ci)为例进行展示，实际应用中也可以在变压器副边存在相应阻抗(未进行图示)；图2以变压器原副边分别存在相应阻抗(如图中所示原边的阻抗pa1至阻抗pci以及副边的阻抗sa1至阻抗sci)为例进行展示；只要原副边中的至少一边存在相应各阻抗即可，可以根据实际应用环境进行选用，此处不做限定。
62.而且，该阻抗可以来源于功率传输线缆，也可以来源于该变压器的漏感，或者，还可以来源于额外设置的阻抗单元；另外，若变压器原副边同时存在阻抗，则原副边的阻抗来源可以相同，也可以不同，根据实际情况而定即可。
63.具体的，当阻抗来源于额外设置的阻抗单元时，该阻抗单元可以单独采用至少一个电感来实现，或者，也可以采用至少一个电感及与其串联或并联连接的至少一个电容来共同实现；视其具体应用环境而定即可，均在本技术的保护范围内。
64.另外，该变压器可以是三相变压器，如图1和图2中所示。此时，该变压器中，各绕组的一端，分别通过相应的功率模块，连接相应的直流母线。以a相原边为例进行说明，原边绕组npa1、npa2、
…
、npai的一端互为同名端，并一一对应的通过相应原边功率模块(如图中所示的功率模块pa1、pa2、
…
、pai)，连接相应的直流母线，a相副边以及b相和c相原副边的情况与此类似，不再一一赘述。而且，该变压器中，各原边绕组的另一端相连，各副边绕组的另一端相连，也即其原副边绕组均采用y型接法，进而在实现相间均流的同时，还可以抑制零
序电流、防止变压器饱和。
65.实际应用中，该变压器也可以为单相变压器，如图3中所示，其原副边绕组的标记与图1中a相相同，不再一一进行说明。此时，该变压器中各绕组的两端分别通过相应的功率模块连接相应的直流母线，图3中对各绕组两端功率模块及阻抗的标记与图1中的a相和b相相同，不再一一进行说明。需要说明的是，图3中以原副边均设置有相应各阻抗为例进行展示，实际应用中也可以仅在该变压器一边设置有相应各阻抗，并不仅限于此。另外，当该隔离变换器的变压环节需要实现三相电压变换时，也可以采用三个如图3所示的独立变压器来实现，同样可以实现相间均流，视其具体应用环境而定即可。
66.本实施例可以实现大功率隔离变换器架构，其变压器多绕组分别与相应功率模块直接或者间接连接；而且，其通过多功率模块与变压器相应绕组分别连接后，再并联至对应边的直流母线；每一相任一边的各个功率模块虽不直接并联，却通过连接相应的绕组实现间接并联，进而可以实现变换功率的提升。
67.值得说明的是，大容量隔离dc/dc变换器，因其电流过大，在采用性价比较高的半导体开关比如igbt(insulated gate bipolar transistor，绝缘栅双极型晶体管)时，需要多个igbt模块并联，但igbt模块并联数量亦有限制，过多数量并联同样存在igbt模块的均流问题，因而需采用igbt模块组合成模组(也即上述功率模块)，多个模组再采用上述方案实现间接并联；此时，需要通过一定设计使得各模组间实现均流；具体可以通过各模组之间控制信号的微调来实现。
68.也即，本实施例中，在该变压器存在阻抗的一边，每相通过至少两个功率模块的控制信号的不同，来实现该边每相各功率模块之间的均流。相应功率模块的控制信号之间的不同，可以来源于存在附加移相角，也可以来源于占空比的不同，视其具体应用环境而定即可，只要通过控制信号之间的微调，使相应功率模块之间能够实现均流的方案，均在本技术的保护范围内。
69.在上述实施例的基础之上，该隔离变换器中，其各原边功率模块可以为：两电平电路，或者，多电平电路；其各副边功率模块可以为：两电平电路，或者，多电平电路；视其具体应用环境而定即可，均在本技术的保护范围内。
70.该两电平电路，可以是图4所示的两电平半桥模组电路，其直流侧可以设置有相应的电容；比如在图3中，若各功率模块均采用图4所示的两电平半桥模组电路，则该隔离变换器可以构成两相全桥结构。
71.该多电平电路，可以是三电平电路，比如图5所示的anpc(active neutral point clamped，有源型中性点箝位型)三电平半桥模组电路，或者图6所示的i型npc(neutral point clamped，中性点箝位型)三电平半桥模组电路；或者，该多电平电路也可以是更多电平的电路结构，此处仅为一些可选示例，并不仅限于此。
72.而且，原副边功率模块的电路结构可以相同，也可以不同；比如，可以设置该原边功率模块和该副边功率模块中，其中一个为三电平电路，而另一个为两电平电路。
73.比如，在电解电源领域，为降低光伏电缆、施工等成本、系统开路电压逐步提升，目前主流设计已达1500v，而以igbt为代表的功率半导体器件耐压等级一般有600v(比如650v)、1200v、1700v、3300v等几个电压等级，目前工业场合使用的高性价比igbt基本上在1700v以下几档，但考虑开关过程尖峰即便1700v电压等级的igbt亦无法满足1500v光伏应
用需求，因而需要采用多电平技术以达到电压应用需求；而在电解设备侧，由于其电压较低，目前常规设备不超过800v，因而可以选用igbt使用两电平技术，在电解槽电压提升后亦可以升级为三电平。也即，作为电解电源时，该隔离变换器可以设置为原副边均采用三电平电路结构，也可以设置其原副边采用三电平+两电平混合电路结构；视其具体应用环境而定即可，均在本技术的保护范围内。
74.在上述实施例的基础之上，本实施例对于实现相应功率模块之间的均流方式，给出以下几种具体方式：
75.(1)利用与变压器绕组分别相连的功率模块间细微的移相，同时实现变压器绕组及功率模块的均流。
76.具体的，在变压器存在阻抗的一边，设置其每相至少两个功率模块的控制信号之间存在附加移相角，该附加移相角是根据相应功率模块之间的电流差异而生成的，以使该边每相各功率模块实现均流。该附加移相角小于预设角度，相比于120
°
的相间移相角，该附加移相角只需要10
°
以下即可实现对于相应功率模块之间电流的调节，其具体取值根据实际应用环境而定即可，此处不做限定。
77.图7及图8是功率模块采用图4所示两电平半桥模组电路时，两个并联功率模块间利用微小内移相实现均流的示意图；其中，图7为两个并联功率模块桥臂输出的电压示意图，图中可以看到两者存在一个相位差；图8为两个桥臂输出的电流示意图，可以看到通过内移相可以实现两桥臂电流调节，并使得其电流平均值实现相等均流。
78.(2)利用与变压器绕组分别相连的功率模块间的占空比微调节，同时实现变压器绕组及功率模块的均流。
79.具体的，在变压器存在阻抗的一边，设置其每相至少两个功率模块的控制信号等效占空比不同，以使该边每相各功率模块实现均流。相比于常规占空比是开关管导通时间占开关周期的比例，等效占空比是指将功率模块交流侧输出电平不为0的情况均折算为1时，其所对应的占空比；比如，对于交流侧输出除了常规的1电平，还有0.5电平的情况时，将0.5电平折算到1电平后再算这时1电平整体的占空比，即为其等效占空比。当然，对于对于交流侧输出只有常规的1电平和0电平的情况，其等效占空比也即其1电平的占空比，即其常规占空比。
80.图9及图10是功率模块采用图4所示两电平半桥模组电路时，两个并联功率模块间利用微小占空比调节实现均流的示意图；其中图9为两个并联功率模块桥臂输出的电压示意图，图中可以看到两者存在一个占空比差异；图10为两个桥臂输出的电流示意图，可以看到通过占空比调节可以实现两桥臂电流调节，并使得其电流平均值实现相等均流。
81.特殊的，当该边功率模块为多电平电路时，该等效占空比的不同，可以来源于中间电平的占空比不同。比如，当该边的功率模块为三电平电路(如图5或图6中所示)时，利用这些三电平电路的0电平占空比微调节，即可同时实现变压器绕组及功率模块的均流。
82.图11为功率模块为图5或图6中所示三电平半桥模组电路时，利用0电平等效调节占空比的示意图，通过该方案可以实现类似图10所示的均流调节。
83.值得说明的是，为实现变换器绕组与功率模块的均流，可以采用以下几个方案中的一种或多种联合应用，方案1：利用并联多个功率模块间的移相实现绕组及功率模块的均流；方案2：利用并联多个功率模块的占空比调节实现绕组及功率模块的均流；其中，方案3
在功率模块为多电平电路时，具体是通过调节中间电平的占空比，如三电平电路的0电平，来实现等效的占空比调节效果。在采用移相及占空比调节时，均须在绕组与功率模块中间串联有相应的阻抗。
84.实际应用中，可以利用以上两个方案中的任意一个来实现功率模块及绕组的均流，比如，功率模块利用细微附加移相角(方案1)或者细微调节功率模块占空比(方案2)实现功率模块的均流；或者，也可以利用两者的组合，来实现功率模块及绕组的均流；视其具体应用环境而定即可，均在本技术的保护范围内。
85.与传统方案相比，本实施例提供的隔离变换器，不仅系统架构不同，核心组件不同，可实现单体数mw级中频隔离变换器，体积小，成本低；而且，还提出了多种功率模块与变压绕组的均流策略，这些不同策略可以独立使用，亦可以组合使用，可以改善该系统中多功率模块及多绕组并联的均流问题，降低系统损耗、降低温升、提高可靠性并提升系统性能。
86.值得说明的是，绕组损耗与其内部流过的电流及其所处的磁场强度密切相关，在同等电流条件下磁场强度越低，其损耗越小。因此，本实施例在上述实施例的基础之上，为降低绕组损耗，将绕组设置为交错布置方案。也即，设置该变压器中的相内的原副边绕组交错布置，也即相内的原副边绕组间歇性的缠绕于该相铁芯外侧，至少使一边各绕组均被另一边绕组所隔开。
87.此时，变压器为交错结构，如图12所示，若原副边绕组数量相等，即i＝j，图中均以j为例进行展示；则每相绕组中的原副边绕组均交错布置，即在该相铁芯外侧间歇性的缠绕原副边绕组，使相邻两原边绕组被副边绕组隔开、而相邻两副边绕组被原边绕组隔开，构成一个该相原副边交错绕组组合，以降低绕组损耗。
88.参见图12，以变压器a相为例，其铁芯上首先缠绕副边绕组nsa1，然后在该副边绕组nsa1的外侧缠绕原边绕组npa1，再在该原边绕组npa1的外侧缠绕副边绕组nsa2，
…
，以此顺序实现原副边绕组的间歇性缠绕，进而构成一个该相原副边交错绕组组合。b相和c相与此类似，不再赘述。
89.而当变压器中每一相的原副边绕组呈倍数关系时，比如j＝n*i时，设置每一相的原副边绕组按组布置；且各组中，数量少的一边绕组布置于数量多的一边绕组中间。
90.参见图13，同样以变压器a相为例，其铁芯上依次缠绕i组原副边绕组；每组中，原边绕组的数量为1，副边绕组的数量为2，因此，原边绕组布置于副边绕组的中间；铁芯上首先缠绕的第1组中，先缠绕副边绕组nsa1，然后在该副边绕组nsa1的外侧缠绕原边绕组npa1，再在该原边绕组npa1的外侧缠绕副边绕组nsa2，以构成一个该相1组三明治线包组合，实现1组原副边绕组的间歇性缠绕；然后缠绕第2组，
…
，以此顺序实现a相的原副边绕组交错布置。b相和c相与此类似，不再赘述。图13可以使相邻两副边绕组被原边绕组隔开。
91.值得说明的是，实际应用中，当变压器一边所需电流较大时，比如电解设备侧的各功率模块若采用两电平电路，则可以设置这些功率模块分别直接或者通过相应阻抗间接连接多个绕组；假设变压器各原边功率模块采用三电平电路，各副边功率模块采用两电平电路，则原边功率模块与原边绕组之间可以设置为一对一的数量关系，而副边功率模块与副边绕组之间可以设置为一对n的数量关系，n为大于1的正整数；视其具体应用环境而定即可，均在本技术的保护范围内。这一多绕组并联后共接同一功率模块的情况，或者另一种多功率模块并联后共用同一绕组的情况，若实现绕组的线包不采用交错方案，则会导致损耗
过大。
92.因此，本实施例提供的该隔离变换器，在其变压器中每一相的原副边绕组呈倍数关系时，比如j＝n*i时，设置每一相的原副边绕组按组布置；各组中，数量少的一边绕组布置于数量多的一边绕组中间；并且在此基础上，本实施例进一步设置位于同一侧的绕组数量大于1时共接同一功率模块。
93.当变压器中原副边绕组数量成整数倍关系时，该变压器为分组三明治交错结构，且各组中数量少的一边绕组布置于数量多的一边绕组中间，另外，形成三明治交错结构的绕组成组连接功率模块，绕组不可任意混接。具体的，假设j＝n*i，则每一相的绕组分别分为i组，每组均为一个三明治线包组合；每组三明治线包组合内，原边绕组布置于中间，n个副边绕组中的至少一个(比如n/2个)设置于该原边绕组内侧，n个副边绕组中的剩余副边绕组设置于该原边绕组外侧，形成一个三明治交错结构；而且，内侧副边绕组数量大于1则并联连接、共接同一副边功率模块，外侧副边绕组数量大于1则并联连接、共接同一副边功率模块。图13以j＝2*i为例进行展示，各组三明治线包组合内的结构设置参见图中所示即可，此处不再一一赘述；当n取值大于2时，相当于图13中每组三明治线包组合内，原边绕组至少一侧的副边绕组数量会大于1且并联连接，不再一一进行图示。
94.当上述分组交错布置应用于mw级大功率中频隔离变压器结构时，比如中频三相磁路结构时，可以进一步提升变压器功率密度，降低成本及损耗。也即，本实施例在大功率隔离变换器系统层面，不仅采用多功率模块间接并联，实现系统功率提升；还通过采用变压多绕组交错布置，可以解决电场交错所带来的高频涡流损耗，降低系统损耗。
95.需要说明的是，当将绕组设置为交错布置方案时，不能保证各绕组结构完全相同，在无任何措施时下结构不同的绕组并联必然会存在均流问题；因此，当至少两个绕组共用同一功率模块连接相应直流母线时，相应各绕组中的每两个绕组分别通过相应的共模电感接入对应功率模块，可以确保相应绕组之间的均流。
96.本技术另一实施例还提供了一种隔离变换器的控制方法，该隔离变换器为上述任一实施例所述的隔离变换器，其具体结构和原理介绍参见上述实施例即可，此处不再赘述。该控制方法具体可以是其控制器执行的。
97.参见图14，该控制方法包括：
98.s101、采样隔离变换器所接原副边直流母线的母线电压，以及隔离变换器中变压器的绕组电流。
99.该采样过程与现有技术相同，也无需增加新的采样装置，此处不再赘述。
100.s102、根据采样结果及控制目标，确定隔离变换器中各功率模块内各开关管的基准占空比和基准移相角。
101.具体的，该控制目标，可以包括以下至少一种：功率流向目标、功率指令值、软开关目标以及回流功率优化目标。
102.其中，该功率流向目标指的是该功率变换器需要传递能量的方向，其具体可以是：从原边直流母线向副边直流母线传递能量，或者，从副边直流母线向原边直流母线传递能量，视其具体应用环境而定即可。该功率指令值，可以是上级控制设备下发的功率调度指令数据，也可以是据其进行进一步计算后得到的数据，此处不做限定。该软开关目标，是指能够使该功率变换器内各开关管均实现软开关的要求，该回流功率优化目标是指使连接至同
一直流母线的各功率模块的回流功率尽量减小的策略。各目标均可以参见现有技术，此处不再一一赘述。
103.现有技术中，在得到各基准占空比和基准移相角之后，即以其生成各开关管的控制信号；而本实施例与现有技术不同的是，先执行s103，再对各基准占空比和基准移相角进行叠加之后，才生成各开关管的控制信号。
104.s103、根据变压器存在阻抗的一边相内各功率模块之间的电流差，确定各功率模块内各开关管的附加占空比和/或附加移相角。
105.该步骤具体可以包括：对变压器存在阻抗的一边各相，分别计算相内各功率模块的电流与该相的电流平均值之间的差值；然后，再对变压器存在阻抗的一边各相，分别根据各差值，计算该相各功率模块内各开关管的附加占空比和/或附加移相角。
106.也即，这些附加占空比和/或附加移相角存在的意义是，使相内各功率模块的电流与该相的电流平均值之间的差值为零，进而实现相应各功率模块之间的均流；对于电流等于该相电流平均值的功率模块，其各开关管的附加占空比和附加移相角均为零。
107.实际应用中，可以单独依靠附加占空比来实现相应各功率模块之间的均流，也可以单独依靠附加移相角来实现相应各功率模块之间的均流，还可以同时依靠两者来实现相应各功率模块之间的均流，视其具体应用环境而定即可，均在本技术的保护范围内。
108.s104、以基准占空比和附加占空比的叠加结果，作为相应开关管的占空比；并以基准移相角和附加移相角的叠加结果，作为相应开关管的移相角；得到各开关管的控制信号。
109.具体的，对于电流大于该相电流平均值的功率模块，其各开关管的附加占空比和/或附加移相角，将会使相应功率模块的电流减小，直至其等于该相电流平均值；而对于电流小于该相电流平均值的功率模块，其各开关管的附加占空比和/或附加移相角，将会使相应功率模块的电流增大，直至其等于该相电流平均值。
110.在得到各开关管的控制信号之后，即可通过相应的驱动电路驱动对应的各个开关管，其过程与现有技术相同，此处不再赘述。
111.本实施例提供的该控制方法，能够改善该系统中多功率模块及多绕组并联的均流问题，降低系统损耗、降低温升、提高可靠性并提升系统性能。
112.本说明书中的各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处。尤其，对于系统或系统实施例而言，由于其基本相似于方法实施例，所以描述得比较简单，相关之处参见方法实施例的部分说明即可。以上所描述的系统及系统实施例仅仅是示意性的，其中所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部模块来实现本实施例方案的目的。本领域普通技术人员在不付出创造性劳动的情况下，即可以理解并实施。
113.专业人员还可以进一步意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、计算机软件或者二者的结合来实现，为了清楚地说明硬件和软件的可互换性，在上述说明中已经按照功能一般性地描述了各示例的组成及步骤。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应
认为超出本发明的范围。
114.对所公开的实施例的上述说明，本说明书中各实施例中记载的特征可以相互替换或者组合，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

技术特征：
1.一种隔离变换器，其特征在于，其变压器的每一相分别包括：至少两个原边绕组和至少两个副边绕组；各所述原边绕组，分别通过原边功率模块，连接原边直流母线；各所述副边绕组，分别通过副边功率模块，连接副边直流母线；各所述原边绕组与相应所述原边功率模块之间，和/或，各所述副边绕组与相应所述副边功率模块之间，存在阻抗；所述变压器存在所述阻抗的一边，每相通过至少两个功率模块的控制信号的不同，实现该边每相各功率模块之间的均流。2.根据权利要求1所述的隔离变换器，其特征在于，所述控制信号的不同在于：存在根据相应功率模块之间的电流差异而生成的附加移相角。3.根据权利要求1所述的隔离变换器，其特征在于，所述控制信号的不同在于：等效占空比不同，以使该边每相各功率模块实现均流。4.根据权利要求3所述的隔离变换器，其特征在于，该边功率模块为多电平电路时，所述等效占空比的不同，来源于中间电平的占空比不同。5.根据权利要求1至4任一项所述的隔离变换器，其特征在于，所述变压器中，相内的原副边绕组交错布置。6.根据权利要求5所述的隔离变换器，其特征在于，所述变压器中每一相的原副边绕组数量相等时，每一相的铁芯外侧间歇性的缠绕原副边绕组。7.根据权利要求5所述的隔离变换器，其特征在于，所述变压器中每一相的原副边绕组呈倍数关系时，每一相的原副边绕组按组布置；且各组中，数量少的一边绕组布置于数量多的一边绕组中间。8.根据权利要求7所述的隔离变换器，其特征在于，位于同一侧的绕组数量大于1时共接同一功率模块。9.根据权利要求1至4任一项所述的隔离变换器，其特征在于，所述变压器为单相变压器，其各绕组的两端分别通过相应的功率模块连接相应的直流母线。10.根据权利要求1至4任一项所述的隔离变换器，其特征在于，所述变压器为三相变压器；各绕组的一端，分别通过相应的功率模块，连接相应的直流母线；各所述原边绕组的另一端相连，各所述副边绕组的另一端相连。11.根据权利要求1至4任一项所述的隔离变换器，其特征在于，所述原边功率模块为：两电平电路，或者，多电平电路；所述副边功率模块为：两电平电路，或者，多电平电路。12.根据权利要求11所述的隔离变换器，其特征在于，所述原边功率模块和所述副边功率模块中，一个为三电平电路，另一个为两电平电路。13.根据权利要求1至4任一项所述的隔离变换器，其特征在于，所述阻抗来源于：功率传输线缆、所述变压器的漏感或者额外设置的阻抗单元；各所述原边绕组与相应所述原边功率模块之间，与，各所述副边绕组与相应所述副边功率模块之间，同时存在所述阻抗时，原副边的所述阻抗来源相同或不同。14.根据权利要求13所述的隔离变换器，其特征在于，所述阻抗单元，包括：至少一个电
感，或者，至少一个所述电感及与其串联或并联连接的至少一个电容。15.一种隔离变换器的控制方法，其特征在于，所述隔离变换器为如权利要求1至14任一项所述的隔离变换器，所述控制方法包括：采样所述隔离变换器所接原副边直流母线的母线电压，以及所述隔离变换器中变压器的绕组电流；根据采样结果及控制目标，确定所述隔离变换器中各功率模块内各开关管的基准占空比和基准移相角；根据所述变压器存在所述阻抗的一边相内各功率模块之间的电流差，确定各功率模块内各开关管的附加占空比和/或附加移相角；以所述基准占空比和所述附加占空比的叠加结果，作为相应开关管的占空比；并以所述基准移相角和所述附加移相角的叠加结果，作为相应开关管的移相角；得到各开关管的控制信号。16.根据权利要求15所述的隔离变换器的控制方法，其特征在于，根据所述变压器存在所述阻抗的一边相内各功率模块之间的电流差，确定各功率模块内各开关管的附加占空比和/或附加移相角，包括：对变压器存在所述阻抗的一边各相，分别计算相内各功率模块的电流与该相的电流平均值之间的差值；对变压器存在所述阻抗的一边各相，分别根据各所述差值，计算该相各功率模块内各开关管的所述附加占空比和/或所述附加移相角。17.根据权利要求15或16所述的隔离变换器的控制方法，其特征在于，所述控制目标，包括以下至少一种：功率流向目标、功率指令值、软开关目标以及回流功率优化目标。

技术总结
本申请提供一种隔离变换器及其控制方法，该隔离变换器中变压器的每一相分别包括：至少两个原边绕组和至少两个副边绕组；而且，各原边绕组，分别通过相应的原边功率模块，连接原边直流母线；各副边绕组，分别通过相应的副边功率模块，连接副边直流母线；也即，每一相任一边的各个功率模块虽不直接并联，却通过连接相应的绕组实现间接并联，进而可以实现变换功率的提升。而且，该变压器存在阻抗的一边，每相可以通过至少两个功率模块的控制信号的不同，来实现该边每相各功率模块之间的均流。另外，还通过采用变压多绕组交错布置，降低系统损耗。降低系统损耗。降低系统损耗。


技术研发人员：庄加才 徐君
受保护的技术使用者：阳光电源股份有限公司
技术研发日：2023.05.23
技术公布日：2023/8/9