具有串联变压器组合器和谐波调谐的功率放大器的制作方法

具有串联变压器组合器和谐波调谐的功率放大器


背景技术：

1.电子设备和集成电路(ic)技术的激增带来了ic产品的商业化。随着新的电子设备的开发以及ic技术的进步，新的ic产品被商业化。电子设备中需要的一个示例ic产品是功率放大器，其中，示例功率放大器/转换器使用变压器将直流(dc)电转换为交流(ac)电。为了增加提供到负载的功率量，一些功率放大器拓扑使用多个变压器，其中，这些变压器的次级绕组被串联或并联组合。
2.图1a是示出了具有两个变压器x1和x2的第一功率放大器拓扑100的示意图。在第一功率放大器拓扑100中，x1具有初级电感器(l1)和次级电感器(l2)，其比率为1:1。另外，x2具有初级电感器(l3)和次级电感器(l4)，其比率为1:1。如图所示，l1耦合到第一差分放大器102的输出两端，并且l3耦合到第二差分放大器104的输出两端。同时，l2和l4串联耦合。具体地，l2的第一端耦合到负载(r
l
)，l2的第二端耦合到l4的第一端，并且l4的第二端耦合到接地节点(从而向r
l
提供单端输出)。对于第一功率放大器拓扑100的布置，假定电路是理想的(例如，没有寄生电容)，从而导致观察到l1的阻抗为0.5*r
l
，并且观察到l3的阻抗为0.5*r
l
。通过使用多个变压器，第一功率放大器拓扑100能够增加到r
l
的功率量。
3.图1b是示出了第二功率放大器拓扑110的示意图，其具有与针对图1a的第一功率放大器拓扑100所描述的部件和布置相同的部件和布置，除非另有说明。例如，图1b说明了第二功率放大器拓扑110中的寄生电容(c1-c4)，其中，c1在l2的第一端与地之间，c2在l2的第二端与地之间，c3在l4的第一端与地之间，并且c4在l4的第二端与地之间。c1-c4的值是制造作为ic的一部分的x1和x2的函数。在c1-c4下，观察到l1的阻抗为r1，观察到l3的阻抗为r2，其中，r1和r2将根据c1-c4而变化。对于第二功率放大器拓扑110，由x1和x2提供给r
l
的功率量是不对称的，从而导致功率减少且效率降低。
4.图1c是示出了第三功率放大器拓扑120的示意图，其具有与针对图1b的第二功率放大器拓扑110所描述的部件和布置相同的部件和布置，除非另有说明。在第三功率放大器拓扑120中，在l2的第一端与l4的第二端之间添加了180
°
混合电路122。180
°
混合电路122的输出耦合到r
l
，其中，180
°
混合电路122的操作改善了x1和x2的输出的平衡性。对于第三功率放大器拓扑120，180
°
混合电路122改善了由c1-c4引起的不对称问题，但代价是功率损耗且效率降低。
5.图1d是示出了第四功率放大器拓扑130的示意图，其具有与针对图1b的第二功率放大器拓扑110所描述的部件相同的部件，除非另有说明。在第四功率放大器拓扑130中，x1和x2的次级线圈(l2和l4)是并联的，其中，l2和l4的第一端耦合到r
l
的第一端，并且其中，l2和l4的第二端接地。对于第四功率放大器拓扑130，为x1和x2使用了1:4的变压器绕组，从而导致品质因数(q)降低，这导致功率损耗且效率降低。
6.如图1b至图1d所描述的，由于寄生电容(例如c1-c4)，创建功率放大器ic的努力变得更加困难。改善功率放大器ic效率和功率输出的努力正在进行中。


技术实现要素：

7.在一些实施例中，一种系统包括第一差分放大器和第一变压器，所述第一变压器具有耦合到所述第一差分放大器的输出的初级线圈，并且具有耦合到负载的次级线圈。所述系统还包括第二差分放大器和第二变压器，所述第二变压器具有耦合到所述第二差分放大器的输出的初级线圈，并且具有与所述第一变压器的次级线圈串联耦合的次级线圈。所述系统还包括调谐网络，所述调谐网络耦合到所述第一变压器的次级线圈与所述第二变压器的次级线圈之间的中心抽头节点。
8.在一些实施例中，一种功率放大器电路包括第一组差分放大器输出节点和第一变压器，所述第一变压器具有耦合在所述第一组差分放大器输出节点之间的第一初级线圈，并且具有耦合到输出节点的第一次级线圈。所述功率放大器电路还包括第二组差分放大器输出节点和第二变压器，所述第二变压器具有耦合在所述第二组差分放大器输出节点之间的第二初级线圈，并且具有与所述第一次级线圈串联的第二次级线圈。所述功率放大器电路还包括调谐网络，所述调谐网络耦合到所述第一次级线圈与所述第二变压器的所述第二次级线圈之间的中心抽头节点。
9.在一些实施例中，一种集成电路包括第一变压器，所述第一变压器具有耦合到功率放大器的第一放大器输出的第一初级线圈，并且具有耦合到输出节点的第一次级线圈。所述集成电路还包括第二变压器，所述第二变压器具有耦合到所述功率放大器的第二放大器输出的第二初级线圈，并且具有与所述第一次级线圈串联耦合的第二次级线圈。所述集成电路还包括调谐网络，所述调谐网络耦合到所述第一次级线圈与所述第二次级线圈之间的中心抽头节点，其中，所述谐波调谐网络被配置为减少在相对于所述功率放大器的基本工作频率的整数倍次频率下的寄生电容。
附图说明
10.图1a是示出了第一功率放大器拓扑的示意图。
11.图1b是示出了第二功率放大器拓扑的示意图。
12.图1c是示出了第三功率放大器拓扑的示意图。
13.图1d是示出了第四功率放大器拓扑的示意图。
14.图2是示出了一些示例中的具有谐波调谐网络的功率放大器拓扑的示意图。
15.图3a是示出了一些示例中的第一谐波调谐网络的示意图。
16.图3b是示出了一些示例中的第二谐波调谐网络的示意图。
17.图3c是示出了一些示例中的第三谐波调谐网络的示意图。
18.图3d是示出了一些示例中的第四谐波调谐网络的示意图。
19.图4是示出了一些示例中的谐波调谐网络的阻抗作为频率的函数的曲线图。
20.图5是示出了一些示例中的用于集成电路(ic)的功率放大器部件的第一布置的俯视图。
21.图6a是示出了在没有谐波调谐网络的情况下功率放大器的电压波形作为时间的函数的曲线图。
22.图6b是示出了在具有谐波调谐网络的情况下功率放大器的电压波形作为时间的函数的曲线图。
23.图7是示出了一些示例中的用于ic的功率放大器部件的第二布置的俯视图。
24.图8a是示出了在没有谐波调谐网络的情况下功率放大器的电压波形作为时间的函数的曲线图。
25.图8b是示出了在具有谐波调谐网络的情况下功率放大器的电压波形作为时间的函数的曲线图。
26.图9是示出了一些示例中的用于ic的功率放大器部件的第三布置的俯视图。
27.图10是示出了一些示例中的用于ic的功率放大器部件的第四布置的俯视图。
28.图11是示出了一些示例中的用于ic的功率放大器部件的第五布置的俯视图。
29.图12是示出了一些示例中的系统的框图。
30.图13是示出了一些示例中的系统的框图。
具体实施方式
31.本文描述了具有多个变压器的功率放大器拓扑，每个变压器具有使用绕组形成的初级(输入侧)电感器和次级(输出侧)电感器、传输线或其他电感器。在所描述的功率放大器拓扑中，变压器的次级电感器是串联的，其中，变压器的相邻次级电感器之间的节点称为中心抽头节点。为了抵消在相对于基本工作频率的整数倍次频率(例如，n*f0，其中，n是整数并且f0是基本工作频率)下的寄生电容，功率放大器拓扑将谐波调谐网络耦合到功率放大器拓扑的次级电感器之间的一个中心抽头节点或每个中心抽头节点。在一些示例中，n是奇整数(例如，1，3，5等)，并被限制为一组预定的整数(例如，n＝1和3，n＝1，3，5，或n＝1，3，5，7等)。为了抵消在相对于功率放大器的基本工作频率的整数倍次频率下的寄生电容，谐波调谐网络可以采用不同的拓扑和/或部件以在感兴趣的频率下进行谐振。用于谐波调谐网络的示例部件包括变压器、传输线、电感器和/或电容器。在一些示例中，谐波调谐网络包括可调部件，该可调部件用于调整基本工作频率(例如，以支持不同的频段)和/或用于微调谐波调谐网络以此进行谐振的频率，以抵消整数倍次频率下的寄生电容。
32.在一些示例中，包括谐波调谐网络的功率放大器部件是集成电路(ic)的部件。在其他示例中，具有谐波调谐网络的功率放大器拓扑包括片外部件。此外，在一些示例中，功率放大器拓扑包括使用初级电感器和次级电感器形成的三个或多个变压器，使得存在多个中心抽头节点。在这种情况下，单独的调谐网络可以耦合到每个中心抽头节点。通过所描述的功率放大器拓扑，功率放大器输出侧的寄生电容得以减少，从而提高了功率输出量和效率。在所描述的功率放大器拓扑中，给出了各种示例ic实施例，但对其他ic实施例或片外选项没有限制。为了提供更好的理解，使用以下附图来描述各种功率放大器拓扑选项、谐波调谐网络选项和ic选项。
33.图2是示出了一些示例中的具有谐波调谐网络204的功率放大器拓扑200的示意图。在图2中，功率放大器拓扑200包括与针对图1b的功率放大器拓扑110所表示的部件相同的部件，除非另有说明。就此而言，功率放大器拓扑200包括分别耦合到变压器x1和x2的差分放大器102和104。变压器x1包括线圈l1和l2，并且变压器x2包括线圈l3和l4。另外，谐波调谐网络204耦合到l2与l4之间的中心抽头节点206。通过将谐波调谐网络204耦合到中心抽头节点206，抵消了由c1-c4引起的至少一些寄生电容，这使得相对于图1a至图1d中表示的功率放大器拓扑而言提高了功率放大器拓扑200的输出功率和效率。在图2的示例中，c2、
c3以及谐波调谐网络204的作为时间的函数的阻抗(zt)至少在1*f0和3*f0下是高的(近似为∞)，这抵消了这些频率下的寄生电容，其中，f0是功率放大器的基本工作频率。要注意：zt不包括f0的偶次谐波，因为f0的这些偶次谐波并不会通过变压器x1和x2的线圈。
34.图3a至图3d是示出了根据不同实施例的谐波调谐网络300、310、320、330(图2中的谐波调谐网络204的不同示例)的示意图。在图3a至图3d中，相应的谐波调谐网络300、310、320、330被示出为与寄生电容(c
par
)并联。作为示例，c
par
是由图2示例中的c1-c4引起的。在图3a中，第一谐波调谐网络300是基于变压器的谐振器，其具有由电感器l5和l6形成的变压器t3。第一谐波调谐网络300还包括与l6并联的电容器c5。在图3a的示例中，在功率放大器的操作期间cpar和第一谐波调谐网络300的zt至少在n*f0下是高的(其中，n＝1和3，和/或其他奇整数)，这抵消了这些频率下的寄生电容。
35.在图3b中，第二谐波调谐网络310是基于分流传输线的谐振器，其具有第一传输线t1。第二谐波调谐网络310还包括与电容器(c6)并联的第二传输线t2。t1与t2之间的是耦合电容器(cc)。在图3b的示例中，在功率放大器操作期间cpar和谐波调谐网络310的zt至少在n*f0下是高的(其中，n＝1和3，和/或其他奇整数)，这抵消了这些频率下的寄生电容。
36.在图3c中，第三谐波调谐网络320是电容耦合谐振器。如图所示，第三谐波调谐网络320包括第一电感器l7。第三谐波调谐网络320还包括与电容器(c7)并联的第二电感器l8。l7与l8之间的是耦合电容器(cc)。在图3c的示例中，在功率放大器操作期间cpar和谐波调谐网络320的zt至少在n*f0下是高的(其中，n＝1和3，和/或其他奇整数)，这抵消了这些频率下的寄生电容。
37.在图3d中，第四谐波调谐网络330是基于串联传输线的谐振器。如图所示，第四谐波调谐网络330包括具有相应的阻抗(z
03-zn)的多个传输线t3-tn。t3与t4之间的是节点332，其中，电容器(c8)耦合在节点332与接地节点之间。对于第四谐波调谐网络330，可以添加额外的传输线和电容器。在图3d的示例中，在功率放大器操作期间cpar和谐波调谐网络330的zt至少在n*f0下是高的(其中，n＝1和3，和/或其他奇整数)，这抵消了这些频率下的寄生电容。
38.图4是示出了一些示例中的谐波调谐网络(例如，图2和图3a至图3d的谐波调谐网络204、300、310、320、330)的阻抗作为频率的函数的曲线图400。如曲线图400所示，阻抗在f0和3*f0下较高。对于曲线图400中表示的阻抗曲线，谐波调谐网络在f0和3*f0下能够近似为开路。因此，在f0和3*f0下，谐波调谐网络有效地抵消了与谐波调谐网络并联的寄生电容。在其他示例中，谐波调谐网络的阻抗曲线不同于图4中给出的示例(例如，n*f0下为高阻抗，其中n＝1，3，5，和/或其他整数)。
39.图5是示出了一些示例中的用于ic的功率放大器部件的第一布置500的俯视图。在图5的第一布置500中，变压器502和512(图2中的x1和x2的示例)中的每一个都是使用第一2路组合选项形成的。更具体地，第一布置500包括具有重叠线圈的第一变压器502，其中，次级线圈508是可见的并覆盖初级线圈。在图5的示例中，接触件504和506耦合到第一变压器502的初级线圈，并被配置为接收第一差分放大器输出(pa1)。此外，第一变压器502的次级线圈508耦合到输出节点530。第一布置500还包括包含重叠线圈的第二变压器512，其中，次级线圈518是可见的并覆盖初级线圈。在图5的示例中，接触件514和516耦合到第二变压器512的初级线圈，并被配置为接收第二差分放大器输出(pa2)。此外，第二变压器512的次级
线圈518耦合到接地节点532。次级线圈508与518之间的是中心抽头节点520，该中心抽头节点耦合到谐波调谐网络522。
40.在图5的第一布置500中，谐波调谐网络522(图3中的谐波调谐网络300的示例)包括具有重叠线圈的变压器523，其中，变压器523的第一线圈528是可见的，并且其中，第一线圈528的不同部分耦合到中心抽头节点520和接地节点532。同时，变压器523的第二线圈(被第一线圈528覆盖)的不同端耦合到接触件524和526，其中，电容器(c9)耦合在接触件524与526之间。由于谐波调谐网络522耦合到第一变压器502的次级线圈508与第二变压器512的次级线圈518之间的中心抽头节点520，目标频率(例如n*f0，其中，n＝1，3和/或其他奇整数)下的寄生电容得以减少，这提高了提供的输出功率量和具有第一布置500的功率放大器的效率。
41.图6a是示出了在没有谐波调谐网络的情况下功率放大器的电压波形作为时间的函数的曲线图600。对于曲线图600，没有使用谐波调谐网络，从而导致差分功率放大器pa1和pa2的输出之间存在较大的偏移。
42.图6b是示出了在具有基于第一2路组合选项(例如，假定如针对图5的第一布置500所描述的变压器和谐波调谐网络的布置)的谐波调谐网络的情况下功率放大器的电压波形作为时间的函数的曲线图610。如曲线图610中所示的，由谐波调谐网络提供的调谐减少了如功率放大器所看到的差分功率放大器pa1和pa2的输出之间的误差量。这种误差的减少提高了提供的输出功率量和具有第一2路组合选项(例如，图5中的第一布置500)的功率放大器的效率。
43.图7是示出了一些示例中的用于ic的功率放大器部件的第二布置700的俯视图。在图7的第二布置700中，使用第二2路组合选项(例如，分布式有源变压器(dat)拓扑)来形成第一变压器702和第二变压器712(例如，图2中的x1和x2)。更具体地，第一变压器702包括重叠的部分线圈，其中，部分次级线圈708是可见的并覆盖部分初级线圈。在图7的示例中，接触件704和706耦合到第一变压器702的部分初级线圈，并被配置为接收第一差分放大器输出(pa1)。此外，第一变压器702的部分次级线圈708耦合到输出节点730。第二布置700还包括包含重叠的部分线圈的第二变压器712，其中，部分次级线圈718是可见的并覆盖部分初级线圈。在图7的示例中，接触件714和716耦合到第二变压器712的部分初级线圈，并被配置为接收第二差分放大器输出(pa2)。此外，第二变压器712的部分次级线圈718耦合到接地节点732。部分次级线圈708与718之间的是中心抽头节点720，该中心抽头节点耦合到谐波调谐网络722(图2中的谐波调谐网络204的示例)。
44.在图7的第二布置700中，谐波调谐网络722包括包含重叠线圈的变压器723，其中，变压器723的第一线圈728是可见的，并且其中，第一线圈728的不同部分耦合到中心抽头节点720和接地节点732。同时，变压器723的第二线圈(被第一线圈728覆盖)的不同端耦合到接触件724和726，其中，电容器(c10)耦合在接触件724与726之间。由于谐波调谐网络722耦合到第一变压器702的次级线圈708与第二变压器712的次级线圈718之间的中心抽头节点720，目标频率(例如n*f0，其中，n＝1，3和/或其他奇整数)下的寄生电容得以减少，这提高了提供的输出功率量和具有第二布置700的功率放大器的效率。
45.图8a和图8b是示出了在具有和没有谐波调谐网络的情况下功率放大器的电压波形作为时间的函数的曲线图800和曲线图810。对于曲线图810，实施了与图7中描述的变压
器和谐波调谐网络的布置类似的2路组合选项。如通过比较曲线图800和曲线图810所示的，由谐波调谐网络提供的调谐减少了如功率放大器所看到的第一差分放大器输出(pa1)和第二差分放大器输出(pa2)的值之间的误差量。这种误差的减少提高了提供的输出功率量和具有第二2路组合选项(例如，图7中的第二布置700)的功率放大器的效率。
46.图9是示出了一些示例中的用于ic的功率放大器部件的第三布置900的俯视图。在图9的第三布置900中，再次表示了针对图7的第二布置700所介绍的相同部件。与图7的第二布置700相比，图9的第三布置900将谐波调谐网络722定位在第一变压器702和第二变压器712的占用空间内。通过第三布置900，目标频率(例如n*f0，其中，n＝1，3和/或其他奇整数)下的寄生电容得以减少，这提高了提供的输出功率量和具有第三布置900的功率放大器的效率。与图7的第二布置700相比，图9的第三布置900具有类似的性能，但占用空间更小。
47.图10是示出了一些示例中的用于ic的功率放大器部件的第四布置1000的俯视图。在第四布置1000中，传输线分段1002a-1002n被用于使用n路马逊巴伦组合器拓扑形成多个变压器。在图10的示例中，马逊巴伦传输线分段1002a-1002n形成至少两个变压器的初级电感器和次级电感器，其中，每个初级电感器耦合到差分放大器输出(pa1)，并且其中，每个次级电感器串联在接地节点1032与输出节点1032之间。在第四布置1000中，沿该传输线功能的不同点被用作中心抽头1020a-1020n-1，其中，谐波调谐网络1022a-1022n-1(图2中的谐波调谐网络204的示例)耦合中心抽头1020a-102m中的每一个。如图所示，谐波调谐网络1022a-1022n-1具有与针对图5、图7和图9中的谐波调谐网络所描述的相同的2路组合布置。通过第四布置1000，目标频率(例如n*f0，其中，n＝1，3和/或其他奇整数)下的寄生电容得以减少，这提高了在输出节点1030处提供的输出功率量和具有第四布置1000的功率放大器的效率。
48.图11是示出了一些示例中的用于ic的功率放大器部件的第五布置1100的俯视图。在图11的第五布置1100中，多个变压器1102a-1102n中的每一个都包括使用n路组合选项形成的重叠线圈。更具体地，变压器1102a-1102n中的每一个都具有耦合到差分放大器输出(pa1-pan)的初级线圈以及串联耦合在接地节点1132与输出节点1130之间的次级线圈。第五布置500还包括耦合到相应的中心抽头节点1120b-1120d的多个谐波调谐网络1122b-1122d(图2中的谐波调谐网络204的示例)。在第五布置1100中，谐波调谐网络1122b-1122d中的每一个都具有与针对图5、图7、图9和图10中的谐波调谐网络所描述的布置相同的布置。虽然在图11中只表示了三个谐波调谐网络1122b-1122d，但第五布置1100可以根据需要包括额外的谐波调谐网络(例如，每个中心抽头节点一个谐波调谐网络)。通过图11中表示的谐波调谐网络(例如，谐波调谐网络1122b-1122d)，目标频率(例如n*f0，其中，n＝1，3和/或其他奇整数)下的寄生电容得以减少，这提高了提供到输出节点1130的输出功率量和具有第五布置1100的功率放大器的效率。
49.图12是示出了一些示例中的系统1200的框图。在一些示例中，系统1200是汽车雷达系统。在其他示例中，系统1200是具有射频(rf)发射器/收发器的另一种通信系统，或任何雷达系统(例如成像、监视和气象雷达)。如图所示，系统1200包括在图2的功率放大器拓扑200中表示的各种部件。在系统1200中，输入侧部件耦合到第一差分放大器102和第二差分放大器104。输入侧部件的示例包括驱动器放大器、功率分配器、上变频混频器或调制器、滤波器、检测器、移相器等。此外，谐波调谐网络1206(图2中的谐波调谐网络204的示例，图
3a至图3d中的谐波调谐网络300、310、320或330的示例，图5中的谐波调谐网络522的示例，图7中的谐波调谐网络722的示例，图9中的谐波调谐网络922的示例，图10中的谐波调谐网络1022a-1022m的示例，或者图11中的谐波调谐网络1122b-1122d的示例)耦合到l2与l4之间的中心抽头节点206。通过谐波调谐网络1206，目标频率(例如n*f0，其中，n＝1，3和/或其他奇整数)下的寄生电容得以减少，这提高了提供到负载1204的输出功率量并提高了系统1200的效率。在汽车雷达系统的示例中，负载1204是雷达天线。在其他示例中，负载1204是双工电路，比如发射/接收开关、环行器或双工器。另一个负载示例是以iii-v或sige工艺制造的外部分立功率放大器。
50.图13是示出了一些示例中的系统1300的框图。在一些示例中，系统1300是汽车雷达系统。在其他示例中，系统1300是具有射频(rf)发射器/收发器的另一种通信系统，或任何雷达系统(例如成像、监视和气象雷达)。如图所示，系统1300包括图2的功率放大器拓扑200和图12的系统1200中表示的各种部件。在系统1300中，可调谐波调谐网络1306耦合到l2与l4之间的中心抽头节点206。通过可调谐波调谐网络1306，目标频率(例如n*f0，其中，n＝1，3和/或其他奇整数)下的寄生电容被减少，这提高了提供到负载1204的输出功率量并提高了系统1300的效率。在汽车雷达系统的示例中，负载1204是雷达驱动器电路。在其他示例中，负载1204是双工电路，比如发射/接收开关、环行器或双工器。另一个负载示例是以iii-v或sige工艺制造的外部分立功率放大器。
51.在一些示例中，可调谐波调谐网络1306包括可调电容器和/或其他可调部件，以实现对谐波调谐网络1306的谐振频率的调整。在一个示例性实施例中，可调谐波调谐网络1306被配置为在由系统1300所支持的两个频段之间切换。在一些示例中，将变容二极管或开关电容器组用作可调电容器。可调谐波调谐网络1306也可以用于在工艺变化或负载阻抗变化(例如天线阻抗变化)的情况下优化功率放大器的效率和输出功率。
52.在本文中，术语“耦合”可以涵盖能够实现与本文一致的功能关系的连接、通信或信号路径。例如，如果设备a生成信号以控制设备b执行动作，则在第一示例中，设备a通过直接连接耦合到设备b；或者在第二示例中，设备a通过中间部件c耦合到设备b，条件是中间部件c没有改变设备a与设备b之间的功能关系，使得设备b由设备a经由设备a生成的控制信号来控制。
53.在权利要求的范围内，对所描述的实施例进行修改是可能的，并且其他实施例也是可能的。

技术特征：
1.一种系统，包括：第一差分放大器；第一变压器，所述第一变压器具有耦合到所述第一差分放大器的输出的初级线圈，并且具有耦合到负载的次级线圈；第二差分放大器；第二变压器，所述第二变压器具有耦合到所述第二差分放大器的输出的初级线圈，并且具有与所述第一变压器的所述次级线圈串联耦合的次级线圈；以及调谐网络，所述调谐网络耦合到所述第一变压器的次级线圈与所述第二变压器的次级线圈之间的中心抽头节点。2.如权利要求1所述的系统，其中，所述调谐网络包括基于变压器的谐振器，所述基于变压器的谐振器被调谐到所述第一差分放大器和所述第二差分放大器的基本工作频率以及所述第一差分放大器和所述第二差分放大器的基本工作频率的三倍。3.如权利要求1所述的系统，其中，所述调谐网络包括基于分流传输线的谐振器，所述基于分流传输线的谐振器被调谐到所述第一差分放大器和所述第二差分放大器的基本工作频率以及所述基本工作频率的三倍。4.如权利要求1所述的系统，其中，所述调谐网络包括基于串联传输线的谐振器，所述基于串联传输线的谐振器被调谐到基本工作频率以及所述基本工作频率的三倍。5.如权利要求1所述的系统，其中，所述调谐网络包括电容耦合谐振器，所述电容耦合谐振器被调谐到基本频率以及所述基本频率的三倍。6.如权利要求1所述的系统，其中，所述第一变压器、所述第二变压器和所述调谐网络形成在集成电路即ic上。7.如权利要求6所述的系统，其中，所述第一变压器和所述第二变压器形成为分布式有源变压器，并且其中，所述调谐网络在所述分布式有源变压器的占用空间之外。8.如权利要求6所述的系统，其中，所述第一变压器和所述第二变压器形成为分布式有源变压器，并且其中，所述调谐网络在所述分布式有源变压器的占用空间之内。9.如权利要求6所述的系统，其中，所述第一变压器和所述第二变压器形成为马逊巴伦组合器。10.如权利要求6所述的系统，其中，所述第一变压器和所述第二变压器是具有多个中心抽头节点的n路组合器的一部分，并且其中，所述多个中心抽头节点中的每一个都耦合到相应的调谐网络。11.如权利要求6所述的系统，其中，所述调谐网络是可调的，并且被配置为支持两个不同的频段。12.一种功率放大器电路，包括：第一组差分放大器输出节点；第一变压器，所述第一变压器具有耦合在所述第一组差分放大器输出节点之间的第一初级线圈，并且具有耦合到输出节点的第一次级线圈；第二组差分放大器输出节点；第二变压器，所述第二变压器具有耦合在所述第二组差分放大器输出节点之间的第二初级线圈，并且具有与所述第一次级线圈串联的第二次级线圈；以及
调谐网络，所述调谐网络耦合到所述第一次级线圈与所述第二变压器的第二次级线圈之间的中心抽头节点。13.如权利要求12所述的功率放大器电路，其中，所述调谐网络包括基于变压器的谐振器，所述基于变压器的谐振器被调谐到所述功率放大器电路的基本工作频率以及所述功率放大器电路的基本频率的三倍。14.如权利要求12所述的功率放大器电路，其中，所述调谐网络包括基于分流传输线的谐振器，所述基于分流传输线的谐振器被调谐到所述功率放大器电路的基本工作频率以及所述功率放大器电路的所述基本工作频率的三倍。15.如权利要求12所述的功率放大器电路，其中，所述调谐网络包括基于串联传输线的谐振器，所述基于串联传输线的谐振器被调谐到所述功率放大器电路的基本工作频率以及所述功率放大器电路的所述基本工作频率的三倍。16.如权利要求12所述的功率放大器电路，其中，所述调谐网络包括电容耦合谐振器，所述电容耦合谐振器被调谐到所述功率放大器电路的基本工作频率以及所述功率放大器电路的所述基本工作频率的三倍。17.如权利要求12所述的功率放大器电路，其中，所述第一变压器、所述第二变压器和所述调谐电路形成在集成电路即ic上。18.一种集成电路，包括：第一变压器，所述第一变压器具有耦合到功率放大器的第一放大器输出的第一初级线圈，并且具有耦合到输出节点的第一次级线圈；第二变压器，所述第二变压器具有耦合到所述功率放大器的第二放大器输出的第二初级线圈，并且具有与所述第一次级线圈串联耦合的第二次级线圈；以及调谐网络，所述调谐网络耦合到所述第一次级线圈与所述第二次级线圈之间的中心抽头节点，其中，所述调谐网络被配置为减少在所述功率放大器的基本工作频率的倍次谐波频率下的寄生电容。19.如权利要求18所述的集成电路，其中，所述第一变压器和所述第二变压器形成为分布式有源变压器，并且其中，所述调谐网络在所述分布式有源变压器的占用空间之外。20.如权利要求18所述的集成电路，其中，所述第一变压器和所述第二变压器形成为分布式有源变压器，并且其中，所述调谐网络在所述分布式有源变压器的占用空间之内。21.如权利要求18所述的集成电路，其中，所述第一变压器和所述第二变压器形成为马逊巴伦组合器。22.如权利要求18所述的集成电路，其中，所述第一变压器和所述第二变压器是具有分布式有源变压器和多个中心抽头节点的n路组合器的一部分，并且其中，所述多个中心抽头节点中的每一个都耦合到相应的调谐网络。23.如权利要求18所述的集成电路，其中，所述第一变压器和所述第二变压器是具有马逊巴伦传输线和多个中心抽头节点的n路组合器的一部分，并且其中，所述多个中心抽头节点中的每一个都耦合到相应的调谐网络。

技术总结
一种系统(200)包括第一差分放大器(102)和第一变压器(X1)，所述第一变压器具有耦合到所述第一差分放大器(102)的输出的初级线圈(L1)并且具有耦合到负载(R


技术研发人员：T
受保护的技术使用者：德克萨斯仪器股份有限公司
技术研发日：2021.12.01
技术公布日：2023/8/9