一种基于正交时频空的一体化波形设计的通信方法

1.本发明涉及通信技术领域，特别涉及一种基于正交时频空的一体化波形设计的通信方法。


背景技术：

2.从最初的模拟信号传输到现代数字通信系统，无线通信技术在过去几十年中发生了巨大变化。随着移动设备数量的增长、用户需求的提高以及通信频段的扩展，新一代物理层波形需要具有高可靠、低延迟，以及能够克服复杂多变的信道环境的能力。
3.文献“on the performance of integrated orthogonal time frequency space framework based on wfrft”提出了一种基于wfrft的otfs波形系统框架。该框架可通过对wfrft的阶数与信息符号长度的灵活选择，表征为otfs、自适应ofdm、hc、ofdm、sc等波形。相对于单一波形系统，wfrft-otfs波形具有更好的折中性与灵活性，能适应多变的信道环境和复杂的需求。然而，该波形框架虽然实现了二维参数的调节，但所选的参数为wfrft的阶次和点数，因而该波形框架所表征的波形更为同质化，不能成功表征为otsm波形，从而导致一体化波形的适应能力差。文献“a novel otfs system based on dfrft-ofdm”在离散分数傅里叶变换(discrete fractional fourier transform，dfrft)ofdm系统的基础上提出了一种新式otfs系统设计。该系统通过调整dfrft的阶次，实现了在不增加接收机复杂度的情况下提升误码率(bit error ratio，ber)和峰均功率比(peak-to-average power ratio，papr)性能。然而，这种系统框架的dfrft维度扩展方向较为特殊，不能实现现有波形的一体化，特别是对otsm和sc波形的统一，从而导致生成的一体化波形适应能力差，进而导致波形应用场景单一。


技术实现要素：

4.本发明目的是为了解决现有通信方法还存在通信过程中生成的一体化波形适应能力差从而导致波形应用场景单一的问题，而提出了一种基于正交时频空的一体化波形设计的通信方法。
5.一种基于正交时频空的一体化波形设计的通信方法具体过程为：
6.步骤一、将待发送的串行数据进行星座映射，然后对星座映射结果进行预处理，获得分数域中长度为m
×
n的基带数据信号向量x，将x沿行进行串/并行变换，获得基带数据信号矩阵x＝[x0,x1,...,x
m-1
]
t
；
[0007]
其中，m是子载波数，n是每一列信号向量的符号数，待发送的串行数据的数量为(m-l
max
)
×
n个；
[0008]
所述对星座映射结果进行预处理，获得分数域中的m
×
n列的基带数据信号向量x具体为：
[0009]
首先，对星座映射结果后的待发送的串行数据进行后补零操作；
[0010]
其中，补零总长度为l
max
×
n；l
max
是每一列信号向量的后补零长度；
[0011]
然后，将补零后的x分割成m个信号向量，获得分数域中的m
×
n列的基带数据信号向量
[0012]
步骤二、利用步骤一获得的x获取一维时域信号s
α,β
(t)；
[0013]
步骤三、截取s
α,β
(t)末尾处预设长度的信号作为循环前缀，将循环前缀接在信号s
α,β
(t)前获得s'
α,β
(t)，然后利用发射机发射s'
α,β
(t)，从而获取接收机接收到的信号r'
α,β
(t)；
[0014]
步骤四、将接收机收到的信号r'
α,β
(t)转换为时域接收信号矩阵y
′
，利用y
′
获取接收信号向量r
α,β
；
[0015]
步骤五、对接收信号向量r
αβ
进行均衡，获得均衡后的时域接收信号矩阵
[0016]
步骤六、将沿行进行n点β阶wfrwht和n点1-α阶wfrft，将还原为基带接收信号矩阵y；
[0017]
其中，α、β是0-1之间的数值；
[0018]
步骤七、对y进行行并/串行变换得到基带接收信号向量然后对y进行星座逆映射，得到发射的信息，完成通信过程。
[0019]
进一步地，所述步骤二中的利用步骤一获得的x获取一维时域信号s
α,β
(t)，包括以下步骤：
[0020]
步骤二一、将x沿行做n点α-1阶wfrft和n点-β阶wfrwht，获得时域上的数据x
′
，如下式：
[0021][0022]
其中，是n点α-1阶wfrft变换，是n点-β阶wfrwht变换；
[0023]
步骤二二、对步骤二一获得的x
′
沿列进行dft，获得频域信号x
″
，如下式：
[0024]
x
″
＝fmx
′
[0025]
其中，fm是dft变换；
[0026]
步骤二三、对x
″
进行heisenberg变换，得到一维的时域信号s
α,β
(t)。
[0027]
进一步地，所述步骤二三中的对x
″
进行heisenberg变换，得到一维的时域信号s
α,β
(t)，如下式：
[0028][0029]
其中，x
″
[m,n]表示x
″
中第m行第n列的元素，g
tx
(t)是时域连续基带脉冲成型函数，δf是子载波带宽，t是子符号持续时间，t是时间，j是虚数单位。
[0030]
进一步地，所述步骤三中接收机接收到的信号r'
α,β
(t)，如下式：
[0031][0032]
其中，h(τ,t)表示时延-时间域的连续时变信道冲激响应，n(t)表示方差为σ2的连续的高斯白噪声，τ是时延，τ
max
是时延最大值。
[0033]
进一步地，所述步骤四中的将接收机收到的信号r'
α,β
(t)转换为时域接收信号矩阵y
′
，利用y
′
获取接收信号向量r
α,β
，包括以下步骤：
[0034]
步骤四一、去除r'
α,β
(t)的循环前缀，获得接收信号r
α,β
(t)，将r
α,β
(t)进行wigner变换，获得离散频域信号y
″
[m,n]，从而获得频率接收信号矩阵y
″
，如下式：
[0035][0036]
其中，g
rx
(t)为接收成形滤波器，y
″
[m,n]为频域接收信号矩阵y
″
的第m行第n列的元素，υ表示多普勒频移，[
·
]
*
表示[
·
]的共轭；
[0037]
步骤四二、将步骤四一获得的y
″
沿列进行idft变换，获得时域接收信号矩阵y
′
，从而获得接收信号向量r
α,β
。
[0038]
进一步地，所述步骤四二中的将步骤四一获得的y
″
沿列进行idft变换，获得时域接收信号矩阵y
′
，从而获得接收信号向量r
α,β
，具体为：
[0039]
首先，将步骤四一获得的y
″
沿列进行idft变换，获得时域接收信号矩阵y
′
：
[0040][0041]
其中，[
·
]h表示共轭转置；
[0042]
然后，利用y
′
获取接收信号向量r
α,β
：
[0043][0044]
进一步地，所述步骤五中的对接收信号向量r
α,β
进行均衡，采用mmse均衡实现。
[0045]
进一步地，所述步骤五中的对接收信号向量r
α,β
进行均衡采用gs均衡实现。
[0046]
进一步地，所述步骤五中的对接收信号向量r
α,β
进行均衡，通过以下方式实现：
[0047]
先采用mmse均衡对接收信号向量r
α,β
均衡获得mmse均衡结果，然后对mmse均衡结果进行gs均衡。
[0048]
进一步地，所述步骤六中的将沿行进行n点β阶wfrwht和n点1-α阶wfrft，将还原为基带接收信号矩阵y，如下式：
[0049][0050]
本发明的有益效果为：
[0051]
本发明提出了一种wfrft-wfrwht-otfs二维参数可调的波形一体化框架，以一种新颖的方式将wfrft、wfrwht两个模块结合在一起，在表征出otfs波形的同时实现了多种波形的统一，同时提升了表征otfs波形的成功率，从而提高了一体化波形的适应性。本发明能够根据使用者的需求和信道环境的变化，灵活地选择合适的二维参数，从而在不同的场景下实现对ber和papr性能的联合调控。本发明为通信系统提供了一种高效、灵活的波形设计方法，提升了一体化波形的适应性，能够适应不同的通信场景和应用需求，本发明可以实现基于不同波形的通信。
附图说明
[0052]
图1为本发明处理流程框图；
[0053]
图2为本发明发射波形机理图；
[0054]
图3为本发明发射波形在使用不同接收机时的误码率性能曲线；
[0055]
图4为本发明的papr性能曲线。
具体实施方式
[0056]
正交时频空(orthogonal time frequency space，otfs)调制具有优异的多普勒频移抗性，在时变信道中表现出色，因此成为了当前备受关注的研究热点。然而，otfs具有调制复杂度高和papr高等缺点，这极大地限制了otfs的使用。此外，正交时序复用(orthogonal time sequency multiplexing，otsm)调制可以在时延-序列域中复用信息符号，每个信息符号可以独立地经过双色散信道，从而得到了和otfs类似的多普勒频移抗性。与otfs相比，otsm调制方案的性能不变，但调制复杂度更低。因此，otsm调制方案在未来的研究和应用中具有更广泛的前景和应用潜力。
[0057]
另一方面，基于加权分数阶傅里叶变换(weighted fractional fourier transform，wfrft)的混合载波(hybrid carrier,hc)技术已经被广泛研究和应用于现代通信系统中。基于wfrft的hc技术实现了传统单载波(single carrier,sc)和多载波(multi-carrier,mc)波形的融合，可以同时实现mc波形和sc波形的性能优势。通过改变wfrft的阶数，基于wfrft的hc技术能够灵活调节时频能量的分布，从而更好地适应复杂多变的信道环境。此外，wfrft可被视为具有高度灵活性和适应性的预编码技术，进而对传统mc波形进行维度扩展得到更广义化的hc波形。这种特性使得基于wfrft的hc系统可以更灵活地进行设计实现。
[0058]
本发明使用了四项加权分数阶傅里叶变换、加权分数阶沃尔什-哈达玛变换，具体如下：
[0059]
a.wfrft理论
[0060]
阶数为α的4项加权n点wfrft矩阵可以表示为：
[0061][0062]
其中，in为n维单位矩阵，fn为n维dft矩阵。式中加权系数ω
l
(α)可表示如下：
[0063][0064]
其中，当α＝0时，wfrft矩阵变成单位矩阵，当α＝1时，wfrft矩阵变成dft矩阵(离散傅里叶变换矩阵)，j是虚数单位。此外，加权分数阶傅里叶变换满足旋转相加性，即
[0065]
b.wfrwht理论
[0066]
阶数为β的4项加权n点wfrwht表达式如下：
[0067][0068]
其中，wn是沃尔什哈达玛矩阵；
[0069]
加权系数ω
l
(β)表示如下：
[0070][0071]
其中，当β＝0时，wfrwht矩阵变成单位矩阵，当β＝1时，wfrwht矩阵变成wht矩阵(沃尔什-哈达玛矩阵)。此外，加权分数阶沃尔什-哈达玛变换变换满足旋转相加性，即
[0072]
接下来结合具体实施方式说明本发明。
[0073]
具体实施方式一：如图1所示，本实施方式一种基于正交时频空的一体化波形设计的通信方法具体过程为：
[0074]
步骤一、将(m-l
max
)
×
n个待发送的串行数据进行星座映射，然后对星座映射结果进行预处理，获得分数域中的m
×
n列的基带数据信号向量x，将x沿行进行串/并行变换，获得基带数据信号矩阵x＝[x0,x1,...,x
m-1
]
t
；
[0075]
所述对星座映射结果进行预处理，获得分数域中的m
×
n列的基带数据信号向量x，具体为：
[0076]
将星座映射后的待发送的串行数据补零l
max
×
n个长度，获得分数域中的m
×
n列的基带数据信号向量x；
[0077]
其中，m是子载波数，n是每列向量的符号数；l
max
为每一列向量的后补零长度，l
max
需要足够长以确保不会出现块间干扰。
[0078]
步骤二、利用步骤一获得的x获取一维时域信号s
α,β
(t)，具体为：
[0079]
步骤二一、将x沿行做n点α-1阶wfrft和n点-β阶wfrwht，得到时域上的数据x
′
，被表示为：
[0080][0081]
其中，是n点α-1阶wfrft变换，是n点-β阶wfrwht变换；
[0082]
步骤二二、对步骤二一获得的时域上的数据x
′
沿列进行dft变成频域信号x
″
，表示为：
[0083]
x
″
＝fmx
′ꢀꢀ
(6)
[0084]
其中，fm是离散傅里叶变换；
[0085]
步骤二三、对x
″
进行heisenberg变换，得到一维的时域信号s
α,β
(t)
[0086][0087]
其中，x
″
[m,n]表示x
″
中第m行第n列的元素，g
tx
(t)是时域连续基带脉冲成型函数，δf是子载波带宽，t是子符号持续时间，t是时间。
[0088]
步骤三、截取时域信号s
α,β
(t)末尾处预设长度的信号作为循环前缀，确保这一帧信号不会受上一帧信号的影响。接在信号s
α,β
(t)前，以避免每段信号之间相互影响，然后利用发射机发射信号s'
α,β
(t)，s'
α,β
(t)经过信道后，获取接收机收到的信号r'
α,β
(t)：
[0089][0090]
其中，h(τ,t)表示时延-时间域的连续时变信道冲激响应，n(t)表示方差为σ2的连续的高斯白噪声，τ是时延，τ
max
是时延最大值。
[0091]
步骤四、将接收机收到的信号r'
α,β
(t)转换为时域接收信号矩阵y
′
，利用y
′
获取接收信号向量r
α,β
，包括以下步骤：
[0092]
步骤四一、在接收机中，去除r'
α,β
(t)的循环前缀，获得接收信号r
α,β
(t)，r
α,β
(t)在经过wigner变换后得到离散频域信号y
″
[m,n]，从而获得频率接收信号矩阵y
″
：
[0093][0094]
其中，g
rx
(t)为接收成形滤波器，y
″
[m,n]为频域接收信号矩阵y
″
的第m行第n列的元素，υ表示多普勒频移，[
·
]
*
表示[
·
]的共轭；
[0095]
步骤四二、将步骤四一获得的y
″
沿列进行idft变换(逆离散傅里叶变换)，获得时域接收信号矩阵y
′
，从而获得接收信号向量r
α,β
：
[0096][0097]
其中，[
·
]h表示共轭转置。
[0098]
设mn列的接收信号向量r
α,β
表示为对接收信号r
α,β
(t)以t/m为间隔进行采样的结果，将r
α,β
分割成n个向量，即
[0099]
步骤五、对接收信号向量r
α,β
进行均衡，获得均衡后的时域接收信号矩阵
[0100]
本发明使用了两种均衡，即mmse均衡和gs均衡；
[0101]
对时域接收信号矩阵y
′
中接收信号向量r
α,β
进行均衡可以采用以下三种均衡方法中的任意一种：
[0102]
1)、对r
α,β
先进行mmse均衡，再对mmse均衡的结果进行gs均衡；
[0103]
2)、对r
α,β
进行mmse均衡；
[0104]
3)、对r
α,β
进行gs均衡；
[0105]
mmse均衡表达式如下：
[0106][0107]
其中，为mmse均衡后得到的时域信号向量。p为传输功率，i为单位阵，h为时域信道矩阵模型；
[0108]
矩阵与向量的关系如下：
[0109][0110]
其中，为将(
·
)沿列重构为m行n列的矩阵。
[0111]
gs均衡如表1所示：
[0112]
表1
[0113][0114][0115]
其中，δ是用于提高高阶调制方案检测器收敛性的松弛参数，r、d、l、bn、tn、是中间变量，o
m,n
表示m行n列的零矩阵，表示硬判决，tril(
·
)表示(
·
)的下三角矩阵，diag[
·
]表示将向量(
·
)的元素放在对角线上的矩阵，是gs均衡结果，i为迭代次数，hn表示r
n,α,β
经过的时域信道矩阵，hn与h的关系为：
[0116][0117]
其中，若先进行mmse均衡，再对mmse均衡的结果进行gs均衡，则进行gs均衡时输入
的参数包括若单独进行gs均衡则，gs均衡输入参数中没有
[0118]
步骤六、将沿行进行n点β阶wfrwht和n点1-α阶wfrft，将还原为基带接收信号矩阵y，如下式：
[0119][0120]
步骤七、对y进行行并/串行变换得到基带接收信号向量然后对y进行星座逆映射，得到发射的信息，完成通信过程。
[0121]
其中，y＝[y0,y1,
…
,y
m-1
]
t
。
[0122]
本发明的通信过程，有以下特性：
[0123]
基带接收信号向量y与基带数据信号向量x之间具有如下关系：
[0124][0125]
其中，为等效信道矩阵，为等效噪声矩阵，表达式如下：
[0126][0127]
其中，h为时域信道矩阵模型，im为单位阵，p为行列交织器矩阵，为克罗内克积。表达式如下：
[0128][0129]
其中，n表示方差为σ2的离散高斯白噪声。
[0130]
本发明wfrft-wfrwht-otfs一体化波形框架可视为以α阶wfrft和β阶wfrwht为预编码的otfs波形，其不同波形模态的等效关系如图2所示。当α＝0，β＝0时，该波形表征为otfs波形；当α＝1，β＝0时，该波形表征为sc波形；当α＝1，β＝1时，该波形表征为otsm波形。wfrft-wfrwht-otfs的具体二维参数选取与表征波形的关系如表2所示。
[0131]
表1wfrft-wfrwht-otfs框架中二维参数选取与表征波形的关系
[0132][0133]
[0134]
实施例：
[0135]
本发明应用于具有复杂信道环境和多样化性能需求的通信场景，实现信号的通信。为验证本发明的有益效果，本发明进行了仿真试验：
[0136]
仿真条件为：
[0137]
子载波数：m＝128
[0138]
符号数：n＝32
[0139]
子载波映射方式：4qam
[0140]
载波频率：6
×
109hz
[0141]
子载波间隔：15khz
[0142]
信道参数：使用eva模型，即每条径的延迟为[0 30 150 310 370 710 1090 1730 2510]ns，对应功率衰减为[0
ꢀ‑
1.5
ꢀ‑
1.4
ꢀ‑
3.6
ꢀ‑
0.6
ꢀ‑
9.1
ꢀ‑
7.0
ꢀ‑
12.0
ꢀ‑
16.9]db
[0143]
用户移动速度：150km/h
[0144]
均衡方式：mmse均衡、gs迭代均衡
[0145]
图3展示了用户移动速度在150km/h的情况下，使用mmse和gs接收机时wfrft-wfrwht-otfs波形的ber性能曲线。可见在高速移动信道条件下，wfrft-wfrwht-otfs在gs接收机下的误码率性能比在mmse接收机下的误码率性能强。同时，在使用gs接收机时，wfrft-wfrwht-otfs波形可以得到比otfs更优的误码率性能。
[0146]
图4在过采样倍数为10倍时比较了wfrft-wfrwht-otfs波形的papr性能曲线。图中可以看出，otfs波形和otsm波形的papr性能最差，而wht-otfs波形的papr性能更优，sc波形的papr性能最优。可见，通过对二维参数的调节，本发明提出的一体化波形框架可获得合适的papr性能。

技术特征：
1.一种基于正交时频空的一体化波形设计的通信方法，其特征在于所述方法具体过程为：步骤一、将待发送的串行数据进行星座映射，然后对星座映射结果进行预处理，获得分数域中长度为m
×
n的基带数据信号向量x，将x沿行进行串/并行变换，获得基带数据信号矩阵x＝[x0,x1,
…
,x
m-1
]
t
；其中，m是子载波数，n是每一列信号向量的符号数，待发送的串行数据的数量为(m-l
max
)
×
n个；所述对星座映射结果进行预处理，获得分数域中的m
×
n列的基带数据信号向量x具体为：首先，对星座映射结果后的待发送的串行数据进行后补零操作；其中，补零总长度为l
max
×
n；l
max
是每一列信号向量的后补零长度；然后，将补零后的x分割成m个信号向量，获得分数域中的m
×
n列的基带数据信号向量步骤二、利用步骤一获得的x获取一维时域信号s
α,β
(t)；步骤三、截取s
α,β
(t)末尾处预设长度的信号作为循环前缀，将循环前缀接在信号s
α,β
(t)前获得s'
α,β
(t)，然后利用发射机发射s'
α,β
(t)，从而获取接收机接收到的信号r'
α,β
(t)；步骤四、将接收机收到的信号r'
α,β
(t)转换为时域接收信号矩阵y
′
，利用y
′
获取接收信号向量r
α,β
；步骤五、对接收信号向量r
α,β
进行均衡，获得均衡后的时域接收信号矩阵步骤六、将沿行进行n点β阶wfrwht和n点1-α阶wfrft，将还原为基带接收信号矩阵y；其中，α、β是0-1之间的数值；步骤七、对y进行行并/串行变换得到基带接收信号向量然后对y进行星座逆映射，得到发射的信息，完成通信过程。2.根据权利要求1一种基于正交时频空的一体化波形设计的通信方法，其特征在于：所述步骤二中的利用步骤一获得的x获取一维时域信号s
α,β
(t)，包括以下步骤：步骤二一、将x沿行做n点α-1阶wfrft和n点-β阶wfrwht，获得时域上的数据x
′
，如下式：其中，是n点α-1阶wfrft变换，是n点-β阶wfrwht变换；步骤二二、对步骤二一获得的x
′
沿列进行dft，获得频域信号x
″
，如下式：x
″
＝f
m
x
′
其中，f
m
是dft变换；步骤二三、对x
″
进行heisenberg变换，得到一维的时域信号s
α,β
(t)。3.根据权利要求2一种基于正交时频空的一体化波形设计的通信方法，其特征在于：所述步骤二三中的对x
″
进行heisenberg变换，得到一维的时域信号s
α,β
(t)，如下式：
其中，x
″
[m,n]表示x
″
中第m行第n列的元素，g
tx
(t)是时域连续基带脉冲成型函数，δf是子载波带宽，t是子符号持续时间，t是时间，j是虚数单位。4.根据权利要求3一种基于正交时频空的一体化波形设计的通信方法，其特征在于：所述步骤三中接收机接收到的信号r'
α,β
(t)，如下式：其中，h(τ,t)表示时延-时间域的连续时变信道冲激响应，n(t)表示方差为σ2的连续的高斯白噪声，τ是时延，τ
max
是时延最大值。5.根据权利要求4一种基于正交时频空的一体化波形设计的通信方法，其特征在于：所述步骤四中的将接收机收到的信号r'
α,β
(t)转换为时域接收信号矩阵y
′
，利用y
′
获取接收信号向量r
α,β
，包括以下步骤：步骤四一、去除r'
α,β
(t)的循环前缀，获得接收信号r
α,β
(t)，将r
α,β
(t)进行wigner变换，获得离散频域信号y
″
[m,n]，从而获得频率接收信号矩阵y
″
，如下式：其中，g
rx
(t)为接收成形滤波器，y
″
[m,n]为频域接收信号矩阵y
″
的第m行第n列的元素，υ表示多普勒频移，[
·
]
*
表示[
·
]的共轭；步骤四二、将步骤四一获得的y
″
沿列进行idft变换，获得时域接收信号矩阵y
′
，从而获得接收信号向量r
α,β
。6.根据权利要求5一种基于正交时频空的一体化波形设计的通信方法，其特征在于：所述步骤四二中的将步骤四一获得的y
″
沿列进行idft变换，获得时域接收信号矩阵y
′
，从而获得接收信号向量r
α,β
，具体为：首先，将步骤四一获得的y
″
沿列进行idft变换，获得时域接收信号矩阵y
′
：其中，[
·
]
h
表示共轭转置；然后，利用y
′
获取接收信号向量r
α,β
：7.根据权利要求6一种基于正交时频空的一体化波形设计的通信方法，其特征在于：所述步骤五中的对接收信号向量r
α,β
进行均衡，采用mmse均衡实现。8.根据权利要求6一种基于正交时频空的一体化波形设计的通信方法，其特征在于：所述步骤五中的对接收信号向量r
α,β
进行均衡采用gs均衡实现。9.根据权利要求6一种基于正交时频空的一体化波形设计的通信方法，其特征在于：所述步骤五中的对接收信号向量r
α,β
进行均衡通过以下方式实现：先采用mmse均衡对接收信号向量r
α,β
均衡获得mmse均衡结果，然后对mmse均衡结果进行gs均衡。10.根据权利要求9一种基于正交时频空的一体化波形设计的通信方法，其特征在于：所述步骤六中的将沿行进行n点β阶wfrwht和n点1-α阶wfrft，将还原为基带接收信号矩阵y，如下式：

技术总结
一种基于正交时频空的一体化波形设计的通信方法，涉及通信技术领域。本发明是为了解决现有通信方法还存在通信过程中生成的一体化波形适应能力差从而导致波形应用场景单一的问题。本发明包括：将串行数据进行星座映射后预处理，获得基带数据信号向量x，将x沿行进行串/并行变换，获得基带数据信号矩阵X；从而获取一维时域信号s


技术研发人员：王震铎 谭正锋 朱泳璋 宁晓燕 孙志国
受保护的技术使用者：哈尔滨工程大学
技术研发日：2023.06.08
技术公布日：2023/8/13