双向buck-boost直流变换的相关设备及控制方法与流程

1.本技术实施例涉及直流变换器技术领域，具体涉及一种双向buck-boost直流变换的相关设备及控制方法。


背景技术：

2.作为新能源行业代表产业之一的新能源汽车，近年来得到了迅猛的发展。新能源汽车数量的新增，导致动力锂电池供不应求。动力锂电池作为未来新能源汽车的储能核心元件，制造工艺复杂，其中有一道核心工序是对锂电池电芯进行化成，即通过对电池进行一系列的充放电，使得电池中活性物质的电化学性能得到改善和加强。
3.随着第3代宽禁带半导体器件和数字控制芯片的发展，化成电源朝着高开关频率，高功率密度和高效率的方向发展，从而促进动力锂电池的化成工艺的进步，才能迎合整个行业的飞速发展。
4.为此，如何提供一种适于电池化成工序中使用的双向buck-boost直流变换拓扑结构，成为了亟待解决的问题。


技术实现要素：

5.有鉴于此，本技术实施例提供一种双向buck-boost直流变换拓扑的相关设备及其控制方法，能够极大的提高变换器的功率等级，有效减小输出电流和电压的纹波，达到更高的精度要求。
6.为实现上述目的，本技术实施例提供如下技术方案：
7.第一方面，本技术实施例提供一种双向buck-boost直流变换拓扑结构，包括：电源模块、主控模块、功率模块、开关管驱动模块以及采样模块，其中，所述电源模块中的主开关电源模块与功率模块连接，所述功率模块为四相交错并联结构，所述主控模块连接有采样模块和开关管驱动模块，其中，主控模块发送控制信号给开关管驱动模块，所述开关管驱动模块发出pwm信号控制功率模块中的开关管器件的开关，所述采样模块用于采样，并将采样结果发送给主控模块进行处理。
8.第二方面，本技术实施例提供一种双向buck-boost直流变换器，包含如前述所述的双向buck-boost直流变换拓扑结构和印刷电路板，其中，所述双向buck-boost直流变换拓扑结构中的主控模块、功率模块、开关管驱动模块、采样模块分别搭载在印刷电路板上，构成双向buck-boost直流变换器中相应的主控板、功率板、驱动板、采样板。
9.第三方面，本技术实施例提供一种双向buck-boost直流变换系统，包括如前所述的双向buck-boost直流变换器和待测电池。
10.第四方面，本技术实施例提供一种双向buck-boost直流变换拓扑结构的控制方法，应用如前所述的双向buck-boost直流变换拓扑结构，或者如前所述的双向buck-boost直流变换器，或者，如前所述的双向buck-boost直流变换系统，当处于buck模式时，直流母线vbus端为输入端，vbat为输出端，当处于boost模式时，直流母线vbus端为输出端，vbat为
输入端。
11.本技术实施例提供了一种双向buck-boost直流变换拓扑结构，包括：电源模块、主控模块、功率模块、开关管驱动模块以及采样模块，其中，所述电源模块中的主开关电源模块与功率模块连接，所述功率模块为四相交错并联结构，所述主控模块还连接有采样模块和开关管驱动模块，其中，主控模块发送控制信号给开关管驱动模块，所述开关管驱动模块发出pwm信号控制功率模块中的开关管器件的开关，所述采样模块用于采样，并将采样结果发送给主控模块进行处理。由于本技术实施例中的功率模块选择四相交错并联结构，为此，四相并联可以极大的提高变换器的功率等级，同时，四相电路相位交错可以有效减小输出电流和电压的纹波，能够有效保证精度。
附图说明
12.为了更清楚地说明本技术实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本技术的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。
13.图1为本发明实施例提供的双向buck-boost直流变换拓扑结构示意图。
14.图2为本发明实施例提供的功率模块的电路示意图。
15.图3为本发明实施例在不同相时电流纹波与占空比函数关系曲线图。
16.图4为本发明实施例中的双向buck-boost直流变换拓扑结构在buck模式下的控制流程图。
17.图5为本发明实施例的双向buck-boost直流变换拓扑结构在boost模式下的控制流程图。
18.图6为本发明实施例的双向buck-boost直流变换拓扑结构在buck模式下的恒压充电电压波形图。
19.图7为本发明实施例的双向buck-boost直流变换拓扑结构在buck模式下的恒压充电电流波形图。
20.图8为本发明实施例的双向buck-boost直流变换拓扑结构在buck模式下的四相电感电流均流波形图。
21.图9为本发明实施例的双向buck-boost直流变换拓扑结构在buck模式下负载突变时输出电压波形图。
22.图10为本发明实施例的双向buck-boost直流变换拓扑结构在boost模式下的恒流放电电流波形图。
23.图11为本发明实施例的双向buck-boost直流变换拓扑结构在boost模式下的四相电感电流均流波形图。
具体实施方式
24.下面将结合本技术实施例中的附图，对本技术实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本技术一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本技术中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他
实施例，都属于本技术保护的范围。
25.本发明实施例提供一种双向buck-boost直流变换拓扑结构，用于实现电池的化成工序。如图1所示，双向buck-boost直流变换拓扑结构可以包括：电源模块、主控模块20、功率模块30、开关管驱动模块40以及采样模块50。其中，所述电源模块中的主开关电源模块100与功率模块30相连接，所述功率模块为四相交错并联结构，所述主控模块20连接有采样模块50和开关管驱动模块40，其中，主控模块20发送控制信号给开关管驱动模块40，所述开关管驱动模块40发出pwm信号控制功率模块30中的开关管器件的开关，所述采样模块50用于至少对功率模块采样，并发送给主控模块进行处理。
26.需要说明的是，所述功率模块30可以为在锂电池化成过程中的dc/dc变换器功率板。在一种可选实施例中，如图2中所示，功率模块30包括两个端口、一个四相交错并联电路，其中，所述两个端口包括第一端口(如图2中的vbus端)和第二端口(如图2中的vbat端)，所述第一端口并联有第一电容(如图2中的电容c1)，所述第二端口并联有第二电容(如图2中的电容c2)，所述四相交错并联电路中的任一相电路中均包含两个开关管以及一个电感，第一相电路中包括第一开关管q1、第二开关管q2以及第一电感l1，第二相电路中包括第三开关管q3、第四开关管q4以及第二电感l2；第三相电路中包括第五开关管q5、第六开关管q6以及第三电感l3；第四相电路中包括第七开关管q7、第八开关管q8以及第四电感l4。
27.其中，任一相电路中的两个开关管和电感的连接方式为：在两个开关管连接的通路之间连接有电感。具体的，第一相电路中包括第一开关管、第二开关管以及第一电感，在第一开关管、第二开关管连接的通路之间连接有第一电感，也就是说，第一电感的一端与第一开关管和第二开关管之间的通路相连接；
28.第二相电路中包括第三开关管、第四开关管以及第二电感，在第三开关管、第四开关管连接的通路之间连接有第二电感，也就是说，第二电感的一端与第一开关管和第二开关管之间的通路相连接；
29.第三相电路中包括第五开关管、第六开关管以及第三电感，在第五开关管、第六开关管连接的通路之间连接有第三电感，也就是说，第三电感的一端与第五开关管和第六开关管连之间的通路相连接；
30.第四相电路中包括第七开关管、第八开关管以及第四电感，在第七开关管、第八开关管连接的通路之间连接有第四电感，也就是说，第四电感的一端与第七开关管、第八开关管之间的通路相连接。
31.在可选实施例中，上述开关管采用氮化镓(gan)晶体管，所述gan晶体管具有更高的临界电场强度，更低的开态电阻，更快的开关频率，可以实现更高的系统效率以及在高温下工作。
32.还需要说明的是，本技术中的功率模块30采用四相电路并联，可以极大的提高变换器的功率等级；同时，四相电路相位交错可以有效减小输出电流和电压的纹波，使其达到更高的精度要求。
33.进一步的，图3对比了两相交错并联结构、三相交错并联结构、四相交错并联结构和五相交错并联结构在交错驱动下输出电流纹波与占空比d函数关系曲线。结合图3所示，n代表相数，当n＝2时，对应的曲线为两相交错并联结构输出电流纹波与占空比d函数关系曲线；当n＝3时，对应的曲线为三相交错并联结构输出电流纹波与占空比d函数关系曲线，以
此类推。可见，在相同开关频率条件下，随着变换拓扑结构并联相数的增加，系统输出电流纹波降低，输出精度提高，但电路超过四相并联后，纹波降低有限，而同时电路每增加一相，会使得变换器体积明显增大，制造成本大幅增加，为此，本发明实施例中采用功率模块采用四相交错并联方式能够在满足精度要求的前提下，尽可能减少制造成本。
34.进一步的，继续参考图1所示，为了实现对功率模块30的控制，本技术实施例中还提供了采样模块50采样，并将采样结果传输给主控模块，进而使得主控模块基于采样结果对功率模块30进行控制。在一种可选实施例中，所述采样模块50可以实现电压、电流、温度中的至少一项的采样。
35.在可选实现中，所述采样模块50可以采样功率模块30中直流母线vbus端的电压和电流、功率模块30中vbat端的电压和电流、功率模块30中四相电感(l1-l4)电流以及温度，并变送至主控模块。
36.还需要说明的是，所述采样模块还可以包括模拟-数字采样器。其中，模拟-数字采样器使用采样芯片，用来将电压、电流、温度等模拟量转换为数字量，还可以在直流母线vbus端、电池vbat端设置基于运算放大器的电压采样电路，电压采样电路的输入端并联在待测电池的两端来采样电池电压，并联在直流母线两端采样直流母线电压，电压采样电路的输出端接采样芯片的模拟输入端。
37.进一步的，为了实现更准确的采样，可以在直流母线vbus端、电池vbat端及四相电感处分别建立采样点，其中，在直流母线和电池端各设立一个采样点，在功率模块的每个电感处(l1-l4)各设立一个采样点，共计四个采样点。
38.在一种实施例中，为了实现对电流的检测，可以采用合金电阻对直流母线电流，待测电流及四相电感电流进行采样，电流经过取样电阻转换成与电流同样比例的电压信号，再经过差分放大将其转换成适合采样芯片采样的电压信号，各个采样点的输出端分别接入采样芯片。
39.为了实现对温度的检测，可以在开关管处建立温度采样点，采用热敏电阻对开关管温度进行采样，在电池端设置温度采样电路对电池温度进行采样，各个采样点的输出端分别接入采样芯片的模拟输入端；采样芯片与主控模块通信，采样芯片将采样数据变送到主控模块，从而实现对功率模块的闭环控制。
40.更进一步的，本技术中的主控模块可以为dsp处理器。具体地，dsp处理器通过增强型脉宽调制pwm(又可以称为epwm)模块发出pwm信号，且每个epwm模块输出两路pwm信号，pwm输出接口与开关管驱动模块的pwm输入接口连接，通过此线路将pwm信号传输到功率模块中；开关管驱动模块40包括驱动芯片和为驱动芯片供电的模块电源，开关管驱动模块40的pwm输出接口分别与功率板中每一相的上、下两个开关管连接，同时，驱动电源模块中的模块电源为驱动芯片供电，经过驱动芯片将pwm信号转换成用于驱动功率场效应管(mosfet)或绝缘栅双极型晶体管(igbt)等开关管的信号，从而控制主回路的电压及电流输出，即，主控模块通过控制开关管驱动模块的pwm输出接口是否输出pwm信号，以及控制该pwm信号的占空比，从而控制开关管的导通时间，进而控制主回路的电压及电流输出。
41.为了实现功率模块的整体运转，还需要电源模块为其提供电源。其中，所述电源模块包括主开关电源模块和辅助电源模块。更进一步的，所述主开关电源模块可以为变压整流器，辅助电源模块可以为直流变换模块。
42.更进一步的，主开关电源模块为变压整流器，其用于将交流电变换为适用于锂电池化成所用的直流电源；主开关电源模块的输出端按照电压极性连接到功率模块的直流母线vbus端，即主开关电源的输出端提供直流母线，维持功率模块的正常工作。辅助电源模块的输出端连接到功率模块的辅助电源接插件连接器上，为功率模块的芯片提供所需要的辅助电压。
43.在本技术实施例的其他可选实现中，所述保护模块包括软件保护和硬件保护。其中，硬件保护可以包括待测电池vbat端电流过流保护电路、待测电池vbat端过压保护电路、直流母线vbus端过欠压保护电路以及pwm锁定电路中的至少一种；软件保护包括pwm脉宽超限保护、采样ad通道异常保护以及软件过流过压保护中的至少一种。
44.基于以上，可以看出，本发明实施例提供的一种双向buck-boost直流变换拓扑结构，适用于电池化成工序，选择了四相电路并联的方式，可以极大的提高变换器的功率等级，同时，四相电路相位交错可以有效减小输出电流和电压的纹波，使其达到更高的精度要求。并且，该直流变换拓扑结构简单，使用的元器件较少，重量和体积更小。
45.本发明实施例还进一步提供了一种双向buck-boost直流变换器，将上述主控模块、功率模块、开关管驱动模块、采样模块分别搭载在印刷电路板(pcb板)上，构成相应的主控板、功率板、驱动板、采样板，它们通过印刷电路板中的接口连接，共同组成双向buck-boost直流变换器，对待测电池进行电池化成。
46.此时，主控板为至少具备通用输入/输出接口、pwm输出接口及串行通信接口功能的电源控制专用芯片、单片机等微控制单元(mcu)，或数字信号处理器(dsp)等；功率板为用于锂电池化成的dc/dc变换器功率板；驱动板为驱动芯片和为驱动芯片供电的模块电源，主控发出pwm信号，经过驱动芯片功率放大后用于驱动开关管运行；采样板包括电压采样电路、电流采样点、温度采样以及模拟-数字采样器保，待测电池可以为串联锂电池组，串联锂电池组为若干节组装完成后的锂电池，按照正负极性串联而成的电池组。
47.更进一步，本发明实施例还进一步提供了一种双向buck-boost直流变换系统，除了上述双向buck-boost直流变换器外，还包括待测电池，所述待测电池可以为串联锂电池组，即按照正负极性串联而成的锂电池组。
48.进一步的，本发明实施例提供一种基于双向buck-boost直流变换拓扑结构的控制方法，用于实现buck模式和boost模式的切换。
49.需要说明的是，在理想情况下，当四相交错并联变换器的各相参数设计相同时，变换器会平均分配负载电流，以使各相功率相同，提高系统功率密度。但由于误差和外部环境等因素，实际系统中变换器各相工作时会呈现不同的外特性，致使系统无法稳定工作。本发明实施例中，提供一种输出电压外环、四相电感电流内环的双闭环控制方法，用于实现输出电压可控，四相电感电流均衡的目的，提高变换结构工作可靠性。
50.本发明实施例中，双向buck-boost直流变换拓扑结构可以工作在buck和boost两种不同的工作状态，当工作在buck模式时，直流母线vbus端为输入端，电池vbat为输出端，当处于boost模式时，直流母线vbus端为输出端，vbat为输入端。
51.当处于buck模式时，结合图4所示，双向buck-boost直流变换拓扑结构对应的控制方法如下：
52.步骤s1，通过采样电路采集直流变换拓扑结构的电池端电压和四相电感电流；
53.步骤s2，将采集到的直流变换器输出电压和给定电压参考值进行作差得到误差eu(k)，将误差eu(k)经比pi调制后的输出作为电感电流内环的参考电流i
ln_ref1
(k)，此过程即为电压外环控制，用来稳定输出电压，其中，pi调制中的p调制为该参考电流i
ln_ref1
(k)与输入误差eu(k)成比例关系。输入误差eu(k)一旦产生，发生作用调节输出，使i
ln_ref1
(k)朝着减小偏差的方向变化，偏差减小的速度取决于比例系数k
p1
，k
p1
越大时偏差减小的越快，但容易引起振荡，k
p1
减小时，发生振荡的可能性减小但是调节速度变慢。单一的比例调制存在稳态误差不能消除的缺点，这就需要积分调制即i调制，在积分控制中，参考电流i
ln_ref1
(k)与输入误差eu(k)的积分成正比关系。随着时间的增加，积分项会增大，这时即便存在很小的稳态误差，偏差累积也会随着时间的增加而加大，它使得pi调制的输出增大，使稳态误差进一步减小，直到等于零。将采集到的直流变换器四相电感电流i
l1
、i
l2
、i
l3
、i
l4
与参考电流i
ln_ref1
(k)分别作差得到误差e
i1
(k)、e
i2
(k)、e
i3
(k)、e
i4
(k)，将四个误差分别首先经四个p调制，即占空比dn与四个误差e
i1
(k)、e
i2
(k)、e
i3
(k)、e
i4
(k)成比例关系，通过合适的比例系数使得系统快速响应、占空比快速增大，然后经过四个电流调制，使得输出达到稳定量，即使得四相电感电流达到内环参考电流，经过上述pi调制后再经过限幅处理进而得到四组独立的占空比，此过程为四相电流内环控制，电流内环起到加快系统响应和均流的目的。其中，限幅处理是在占空比输出时加一个限幅电路，将占空比限定在[0，1]之间，从而保护电路正常工作。
[0054]
步骤s3，占空比通过控制驱动模块产生四路相位相差90
°
的epwm模块共八个pwm信号(如图4中的pwm1-pwm8)，所述pwm信号用于控制对应的开关管(如图1中的q1-q8)的通断。
[0055]
其中，所述步骤s2中包括：
[0056]
将输出电压vo与给定输出电压参考值vref1的误差定义为eu(k)，则有
[0057]eu
(k)＝u
ref1
(k)-uo(k)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(1)
[0058]
将输出误差eu(k)经pi调制作为电感电流内环的参考电流i
ln_ref1
(k)，则有
[0059][0060][0061]
其中，k
p1
为比例系数；k
i1
为积分系数；t为采样周期；ti为时间常数。
[0062]
将采集到的电感电流i
ln
与上述得到的参考电流i
ln_ref1
(k)作比较，得到的误差定义为e
in
(k)，则：
[0063]ein
(k)＝i
ln_ref1
(k)-i
ln
(k)
ꢀꢀꢀ
n＝1,2,3,4
ꢀꢀꢀꢀ
(4)
[0064]
将输出误差e
in
(k)经pi调制作为驱动信号的控制量，即占空比dn，则：
[0065][0066]
得到每一相的占空比后，控制对应的驱动模块对每一相的上下开关管进行通断控制，进而改变输出电压电流，形成闭环控制。需要说明的是，任一项占空比均会有对应的驱
动模块，即一项占空比由一个驱动模块进行驱动控制，进而产生相位相差90
°
的pwm信号。
[0067]
当处于boost模式时，结合图5所示，双向buck-boost直流变换拓扑结构对应的控制方法如下：
[0068]
步骤s21，通过采样电路采集直流变换拓扑结构的四相电感电流(如图5中的i
l1-i
l4
)。
[0069]
步骤s22，将采集到的四相电感电流经过低通滤波处理后，分别和给定电感电流参考值进行比较，将其输出经pi调制及限幅后得到四组独立的占空比，控制四相的电感电流对参考值进行跟踪，实现对电感电流的调节。
[0070]
步骤s23，占空比通过控制对应的驱动模块产生四路相位相差90
°
的pwm信号，所述pwm信号用于控制开关管的通断。
[0071]
其中，在boost工作模式下步骤s22的处理步骤包括：
[0072]
将采集到的四相电感电流i
ln
与给定的电感参考值i
ln_ref2
(k)作比较，得到的误差定义为e
in
(k)，则：
[0073]ein
(k)＝i
ln_ref2
(k)-i
ln
(k)
ꢀꢀꢀ
n＝1,2,3,4
ꢀꢀꢀꢀ
(6)
[0074]
将输出误差e
in
(k)经四相pi调制作为驱动信号的控制量，即占空比dn，则：
[0075][0076]
得到每一相的占空比后，控制对应的驱动模块对每一相的上下开关管进行通断控制，进而改变输出电压电流，也能够形成闭环控制。如前所述，任一项占空比均会有对应的驱动模块，任一项占空比均会有其对应的驱动模块驱动控制，进而产生相位相差90
°
的pwm信号。
[0077]
为了对上述模型进行验证，本发明实施例进一步可以在matlab/simulink中搭建四相交错并联双向buck-boost变换器仿真模型，分别采用电压外环、四相电感电流内环恒压控制和四相电感电流环恒流控制，验证均流能力及系统响应能力。
[0078]
具体的，双向buck-boost直流变换拓扑结构的参数如下：直流母线端额定电压vbus＝15v，开关频率f＝200khz，采用pwm调制方式，额定功率p＝1kw，电池端额定电压vout＝5v。当直流变换器工作在稳态时，验证其电压及电流输出精度；当直流变换器工作在动态时，对应输入电压扰动，负载突增突泄等工况，验证控制系统的动态响应时间。
[0079]
图6为本发明实施例的双向buck-boost直流变换拓扑结构在buck模式下的恒压充电电压波形图。双向buck-boost直流变换拓扑结构工作在buck模式时，结合图6所示，当恒流充电电压稳定在5v时，本技术实施例提供的双向buck-boost直流变换拓扑结构提供的电压纹波在4.9975-5.0025v之间，精度可以达到99.95％。
[0080]
图7为本发明实施例的双向buck-boost直流变换拓扑结构在buck模式下的恒压充电电流波形图。当双向buck-boost直流变换拓扑结构工作在buck模式时，恒压充电电流稳定在200a，此时，双向buck-boost直流变换拓扑结构提供的电流纹波在199.9-200.1a之间，精度可以达到99.95％。
[0081]
图8为本发明实施例的双向buck-boost直流变换拓扑结构在buck模式下的四相电感电流均流波形图。结合图8所示，在buck模式时，l1-l4这四相电感电流能够实现均流。
[0082]
图9为本发明实施例的双向buck-boost直流变换拓扑结构在buck模式下负载突变
时输出电压波形图。结合图9所示，在0.02s时，输出端负载由满载变为半载，系统响应时间在5ms左右，显示出良好的动态性能。
[0083]
图10为本发明实施例的双向buck-boost直流变换拓扑结构在boost模式下的恒流放电电流波形图。结合图10所示，恒流放电电流稳定在200a，电流纹波在199.9-200.1a之间，精度可以达到99.95％，满足0.05％误差要求，
[0084]
图11为本发明实施例的双向buck-boost直流变换拓扑结构在boost模式下的四相电感电流均流波形图。结合图11所示，在boost模式下，四相电感电流也能实现均流。
[0085]
基于以上，申请人认为本发明实施例至少具有如下技术效果：
[0086]
1.使用第三代半导体功率元器件gan晶体管作为功率开关管，可以有效减少开关管的能量损耗，提高系统的能量转换效率，并且，由于gan器件本身的特性，其可以实现高开关频率。
[0087]
2.双向buck-boost直流变换拓扑结构选择四相电路并联，可以极大的提高变换器的功率等级，同时，四相电路相位交错可以有效减小输出电流和电压的纹波，使其达到更高的精度要求。
[0088]
3.双向buck-boost直流变换拓扑结构简单，使用的元器件较少，重量和体积更小。
[0089]
4.双向buck-boost直流变换拓扑结构处于buck模式时，使用电压外环、四相电感电流内环的双闭环恒压控制，双向buck-boost直流变换拓扑结构处于boost模式时，使用四相电流环恒流控制，可以实现四相电感电流均流和系统快速响应的作用。
[0090]
上文描述了本技术实施例提供的多个实施例方案，各实施例方案介绍的各可选方式可在不冲突的情况下相互结合、交叉引用，从而延伸出多种可能的实施例方案，这些均可认为是本技术实施例披露、公开的实施例方案。
[0091]
虽然本技术实施例披露如上，但本技术并非限定于此。任何本领域技术人员，在不脱离本技术的精神和范围内，均可作各种更动与修改，因此本技术的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。

技术特征：
1.一种双向buck-boost直流变换拓扑结构，其特征在于，包括：电源模块、主控模块、功率模块、开关管驱动模块以及采样模块，其中，所述电源模块中的主开关电源模块与功率模块连接，所述功率模块为四相交错并联结构，所述主控模块连接有采样模块和开关管驱动模块，其中，主控模块发送控制信号给开关管驱动模块，所述开关管驱动模块发出pwm信号控制功率模块中的开关管器件的开关，所述采样模块用于采样，并将采样结果发送给主控模块进行处理。2.根据权利要求1所述的双向buck-boost直流变换拓扑结构，其特征在于，功率模块包括两个端口、一个四相交错并联电路，其中，所述两个端口包括第一端口和第二端口，所述第一端口并联有第一电容，所述第二端口并联有第二电容，所述四相交错并联电路中的任一相电路中均包含两个开关管以及一个电感，第一相电路中包括第一开关管、第二开关管以及第一电感，第二相电路中包括第三开关管、第四开关管以及第二电感；第三相电路中包括第五开关管、第六开关管以及第三电感；第四相电路中包括第七开关管、第八开关管以及第四电感；其中，任一相电路中的两个开关管和电感的连接方式为：在两个开关管连接的通路之间连接有电感。3.根据权利要求1所述的双向buck-boost直流变换拓扑结构，其特征在于，所述开关管采用氮化镓晶体管。4.根据权利要求1所述的双向buck-boost直流变换拓扑结构，其特征在于，所述主控模块为dsp处理器。5.根据权利要求2所述的双向buck-boost直流变换拓扑结构，其特征在于，所述pwm信号的信号占空比决定所述开关管的导通时间。6.根据权利要求1所述的双向buck-boost直流变换拓扑结构，其特征在于，所述采样模块用于对电压、电流、温度中的至少一项采样。7.根据权利要求1所述的双向buck-boost直流变换拓扑结构，其特征在于，还包括：保护模块，所述保护模块包括软件保护和硬件保护，其中，所述硬件保护用于实现对电路的保护；所述软件保护用于实现对pwm脉宽超限保护、采样异常保护以及软件过流过压保护中的至少一种。8.一种双向buck-boost直流变换器，其特征在于，包含将权利要求1所示的双向buck-boost直流变换拓扑结构和印刷电路板，其中，所述双向buck-boost直流变换拓扑结构中的主控模块、功率模块、开关管驱动模块、采样模块分别搭载在印刷电路板上，构成双向buck-boost直流变换器中的主控板、功率板、驱动板、采样板。9.一种双向buck-boost直流变换系统，其特征在于，包括如权利要求8的双向buck-boost直流变换器和待测电池。10.一种控制方法，其特征在于，应用如权利要求1-7中的任一项的双向buck-boost直流变换拓扑结构，或者如权利要求8的双向buck-boost直流变换器，或者，如权利要求9的双向buck-boost直流变换系统，当处于buck模式时，直流母线vbus端为输入端，vbat为输出端，当处于boost模式时，直流母线vbus端为输出端，vbat为输入端。

技术总结
本申请实施例提供了双向buck-boost直流变换的相关设备及控制方法，所述双向buck-boost直流变换拓扑结构包括：电源模块、主控模块、功率模块、开关管驱动模块以及采样模块，其中，所述电源模块中的主开关电源模块与功率模块连接，所述功率模块为四相交错并联结构，所述主控模块连接有采样模块和开关管驱动模块，其中，主控模块发送控制信号给开关管驱动模块，所述开关管驱动模块发出PWM信号控制功率模块中的开关管器件的开关，所述采样模块用于采样，并将采样结果发送给主控模块进行处理。本发明实施例能够极大的提高变换器的功率等级，有效减小输出电流和电压的纹波，达到更高的精度要求。的精度要求。的精度要求。


技术研发人员：谢桢 曾志永
受保护的技术使用者：东莞光亚智能科技有限公司
技术研发日：2023.05.24
技术公布日：2023/8/13